超高灵敏度实时空间激光PPM通信系统研究

王忠忠，敖学渊，张深茂，张大卫，刘 陈，杨 奇，熊良明

(1.光纤光缆制备技术国家重点实验室，武汉 430073；2.华中科技大学 a.光电信息学院；b.电子信息与通信学院，武汉 430074)

0 引 言

随着信息时代的来临，人们对信息流量的需求日益增长。传统的卫星通信一般使用微波作为载波，其数据传输速率很难超过50 Mbit/s，已经越来越难以满足当前的需求。近年来，卫星激光通信由于其带宽高、功耗小、体积小和保密性强等优点，受到了人们广泛的关注[1]。因此，各国对卫星激光通信进行了大量的研究，并取得了较多成就。2020年，一颗名为OPTEL-μ的微型激光通信终端被发射至低轨道(Low Earth Orbit, LEO)卫星，可将LEO卫星的数据以2.5 Gbit/s的速率下发到地面终端[2]；2021年，激光通信终端演示(Laser Communications Relay Demonstration，LCRD)飞行有效载荷被集成到美国空军空间测试计划卫星6号(STPSat-6)上，下行带宽可达1.2 Gbit/s[3]。

文献[4]中提出了一种可行的脉冲位置调制(Pulse Position Modulation, PPM)的近似极大似然解调方案，并在Xilinx 现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array, FPGA)上实时实现了该系统，在无噪声情况下可实现无误码解调，采用的是16-PPM调制，时隙速率为311.06 MHz，模数转换器(Analog to Digital Converter, ADC)采样速率为1.25 Gbit/s。其ADC需要4倍采样，且未考虑在噪声较大时对系统性能的影响。在卫星激光通信系统中，接收的光信号通常十分微弱，且极易受到外界环境(如太阳光和星光等)的影响，因此，如何实时地实现高灵敏度的PPM收发系统，对卫星激光通信具有重大意义。

针对这一情况，本文对PPM收发系统进行了设计，并基于FPGA芯片，在Xilinx平台上使用Verilog硬件描述语言进行了编程，搭建并实现了800 MHz时隙速率的PPM收发平台，采用基于Gardner的时钟数据恢复(Clock Date Recovery, CDR)算法，只需要两倍采样。在该平台上，测试了接收光功率与误码率(Bit Error Rate, BER)之间的关系，实验结果表明，该PPM收发系统具有超高的接收灵敏度。

1 原 理

1.1 PPM原理

PPM是一种利用脉冲时隙位置来传递信息的调制方式，其脉冲宽度和幅度保持恒定，通过脉冲相对位置来传递信息。

假设信源速率为Rb，表1所示为非归零开关键控(Non-Return-to-Zero On-Off Keying, NRZ-OOK)与L-PPM (L为映射后的时隙个数)的对比，其中，L-PPM表示将一个n位二进制数据映射到L=2n个时隙组成的时间段上的某个时隙脉冲。随着L的增大，L-PPM的带宽效率不断降低，而功率效率不断增加[5]。相比于OOK调制，PPM是一种高功率效率的调制格式，可获得较高的峰值光功率信号，具有较高的能量利用率，信道抗干扰能力强[6]，具有良好的接收灵敏度，非常适合用于星间激光通信等发射功率受限的系统[7]。

表1 NRZ-OOK与L-PPM的对比

为了兼顾复杂度和性能，本文采用的是16-PPM。16-PPM将一个4 bit二进制数据组映射为16个时隙上的某个单脉冲；将4 bit二进制数据组表示为M=(m1,m2,m3,m4)，其中m1、m2、m3和m4分别为该数据组第1、2、3和4比特的数值，则其脉冲位置位于时隙loc处，其映射关系可由式(1)给出：

其映射对照表如表2所示。

表2 自然二进制码、格雷码和16-PPM的对照表

信号在链路中传输时，会受到损伤，产生误码。而16-PPM信号上的错误经过PPM解调后，其错误会出现扩散。所以，本文引入格雷码降低错误扩散的可能性。格雷码是一种错误最小化的编码方式，其在相邻位间转化时，皆只有一位产生变化[8]，如表2所示。只要将原数据当作格雷码，将其转换为自然二进制码，再经PPM模块调制成16-PPM信号，在光纤链路上的错误经由PPM解调和格雷编码后，其错误不会得到扩散。

1.2 CDR

对于PPM接收端来说，CDR算法是影响PPM调制解调系统性能的关键。由于PPM发射端和接收端不是同源时钟，那么它们之间必然存在一定的时钟偏差；由于时钟偏差，其接收端采样数据会出现或多或少的差别，从而影响系统性能[9]。

实现CDR的算法有许多，如频域Godard算法、时域Gardner算法和平方率非线性(Square Law Nonlinearity, SLN)算法等。SLN算法需要4倍的采样速率，而频域Godard算法需要在频域中实现，其复杂度高，不易实时化；因此，在考虑各种原因，如ADC采样速率受限、FPGA硬件资源占用和算法复杂度等后，本文采用的是基于Gardner的反馈式全数字时钟同步算法，其原理如图1所示[10]。其主要由插值滤波器、定时误差检测器、环路滤波器和控制单元组成，可看成是一个数字锁相环(Digital Phase-Locked Loop, DPLL)。根据控制单元提供的控制参量，插值滤波器对ADC采样信号进行插值调整；定时误差检测器计算出定时误差估计值，并通过环路滤波器后提供给控制单元；控制单元不断更新控制参量，调整插值，从而形成一个闭环的反馈系统，根据ADC采样数据，不断地进行跟踪和动态调整，直至达到一个动态的同步稳定状态。

图1 基于Gardner的反馈式数字时钟同步原理图

为了在保证性能的情况下尽可能地降低算法复杂度，插值滤波器采用的是线性插值滤波器；环路滤波器仅使用了比例环路滤波器，其比例增益系数设置在0.02，该系数决定了同步环路的稳定性和同步建立速度，不能过大或过小；该系数过大时，同步环路稳定性较差，在时钟偏差较小的情况下，系统性能较差；该系数过小时，在时钟偏差较大的情况下，则同步无法建立，CDR模块失去作用。

定时误码检测算法采用的是Gardner定时误差检测算法，该算法只需要ADC采样速率为信号符号速率的两倍，其定时误差ε(n)估计值由式(2)给出[10]：

式中：I为接收信号的样值；n、n-1/2和n-1分别为3个连续的采样点序号，且第n-1/2、n个采样点对应第n个符号。

在Matlab软件上进行系统仿真，当环路滤波器中的比例环路滤波器的比例增益系数设置在0.02时，通过改变采样时钟的频偏量，得到不同的时钟相位跟踪曲线，如图2所示。当正好以两倍符号速率进行采样时，如图2(a)所示，控制单元输出的分数间隔保持稳定，维持在0.3左右；当频偏量为1/10 000时，即以2.000 1倍符号速率对接收信号进行采样，如图2(b)所示，分数间隔基本呈线性趋势不断变化，其变化周期为10 000符号，即每10 000符号减少1个采样值，对应于2.000 1倍符号速率采样；这说明该CDR正确补偿了采样定时相位误差，能够良好地跟踪时钟相位变化。频偏量越大，则分数间隔变化周期越小。当频偏量大到一定程度后，如图2(d)所示，分数间隔不再呈周期状，出现无规律变化，则当前设定的CDR无法正确补偿采样定时相位误差，失去跟踪效果。

图2 不同频偏量下，控制单元输出随分数间隔的变化曲线图

2 实验方案设计

在800 MHz的时隙速率和1.6 Gbit/s的ADC采样速率下，本文设计并实现了一套16-PPM收发系统，系统框图及硬件实物图如图3所示。在硬件接收系统中，选用的FPGA芯片为Xilinx中Spartan 7系列的XC7S100-2FGGA676I;在Xilinx平台上使用Verilog HDL进行了编程；由于没有相应的误码分析模块，所以通过Xilinx下的集成逻辑分析仪(Integrated Logic Analyzer, ILA)来观察并采集部分解调后的信号，用于离线计算BER。

图3 实验框图及硬件实物图

首先，在PPM发射端内部生成伪随机比特序列(Pseudo-Random Binary Sequence, PRBS) 7信号，由于采用的是16-PPM调制格式，通过格雷解码模块，将原数据当作格雷码转化为自然二进制码，从而降低由于PPM解调引起的错误扩散的可能性；然后经过PPM调制模块被调制成16-PPM信号，最后通过直接调制的方式，转换为光信号进行传输，速率为800 Mslot/s。对于激光器，本文选择的光发射模块(Transmitter Optical Subassembly, TOSA)的型号为DFB-934-BT-06-2.5-C-LR-FA-503，其直接调制速率可高达2.7 Gbit/s；为了提高接收灵敏度，需要调节TOSA参数，尽可能地增大其消光比，从而使光信号的信噪比最大。光信号先由可调光衰减器加入一定衰减，再使用掺铒光纤放大器(Erbium Doped Fiber Amplifier, EDFA)进行光放大；放大后的光信号通过光滤波器滤去噪声，最后通过外挂的雪崩光电二极管(Avalanche Photo Diode, APD)进行光电转换，使用的APD型号为LSIAPDT-2.5G。在PPM接收端，使用ADC以两倍采样率对信号进行采样，其由于不是同源时钟，带有一定的采样时钟偏移；ADC采样数据经过CDR后，输出经过硬判决、PPM解调和格雷编码模块，得到解调后的数据，最后，计算BER来评估该系统的性能。

3 实验结果与分析

表3所示为3种不同情况下，该系统测得的接收光功率与纠前BER之间的关系。图4所示为3种情况下接收光功率与纠前BER的关系曲线图。其中，每次采集的数据样本数为32 004，通过8次计算求平均的方式得到平均BER，即样本总数为32 004×8=256 032。图4中，虚线代表最典型的里德-所罗门类(Reed-Solomon, RS)纠删码——RS(255,239)的纠错前误码门限。在使用RS(255,239)的情况下，当输入BER为1.4E-4时，解码后的输出BER为1E-13，其净编码增益为5.8 dB。当不使用EDFA时，在光功率为-35.7 dBm附近时，其BER为1.4E-4，前向纠错码(Forward Error Correction, FEC)纠后BER为1E-13。由于EDFA的低噪声特性，将其作为接收器的前置放大器时，可大大提高接收器的灵敏度；当使用EDFA但未使用光滤波器时，在光功率为-49.8 dBm附近时，其FEC纠后BER为1E-13，相比于未使用EDFA的情况，其接收灵敏度提高了14.1 dB。通过调节光滤波器的中心波长及带宽，来降低因放大器在放大的同时产生的放大器自发辐射(Amplifier Spontaneous Emission，ASE)噪声，从而提高输入APD的光信号的信噪比，提高接收灵敏度。当同时使用EDFA和光滤波器时，在光功率为-58.3 dBm附近时，其FEC纠后BER为1E-13。相比于只使用EDFA而未用光滤波器的情况，其接收灵敏度提高了8.5 dB。由此，同时使用EDFA和光滤波器，在纠前BER为1.4E-4下，该系统的接收灵敏度达到了-58.3 dBm，满足空间激光通信高接收灵敏度的要求。

表3 3种情况下接收光功率与BER的实验结果

图4 3种情况下接收光功率与BER的曲线图

4 结束语

本文设计了一套空间激光PPM通信系统，基于FPGA芯片，使用Verilog语言实现并搭建了该系统，并进行了性能测试。实验结果表明，在使用了EDFA和光滤波器后，该系统具有超高的灵敏度，在输入光功率为-58.3 dBm时，其BER为1.4E-4；当加入RS(255,239)后，其纠错后的BER为1E-13。另外，本文并没有使用任何FEC。在接下来的工作中，我们将在收发系统中加入RS(255,239)编解码，以期使该系统的性能得到进一步提升。