一种应用于MCU 的低温漂RC 振荡器设计

韩明浩,蒋品群,宋树祥,蔡超波,刘振宇

(广西师范大学 电子工程学院,广西 桂林 541004)

随着无线导航、智能医疗以及物联网等领域的迅猛发展,高稳定性的MCU 越来越受到人们的青睐。而作为电子设备的时钟源,振荡器需要长期保持在工作状态,其功耗与稳定性在很大程度上影响着整个芯片的功耗与性能[1]。RC 振荡器因为具有成本低廉、便于集成等优点而被广泛地应用于MCU 中。但RC 振荡器的输出频率受工艺、温度和电源电压等因素影响较大[2-3]。其中RC 振荡器的输出频率会受温度的影响主要是由于电阻的温度漂移以及比较器的非理想因素随温度漂移两方面引起的[4]。因此,RC 振荡器输出频率的工艺、温度以及电源电压稳定技术一直都是研究热点与难点[5-7]。

为了降低温度对RC 振荡器输出频率的影响,研究人员提出了多种方案:分裂电容技术[8]、平均电压反馈[9-10]、数字trimming 技术[11-13]等。其中2018 年,曹谊等[10]采用平均电压反馈电路降低了比较器延迟对振荡器输出频率的影响,但由于额外电路的增加,导致面积较大,且启动时间较长。2019 年,Mikulic'等[14]利用数字逻辑思想和快充技术提出了一种新型RC 振荡器结构,降低了比较器延迟对振荡器输出频率的影响,但频率温度特性较差,且功耗较高。2020 年,Zhou 等[15]采用开关电容摆动升压技术有效降低了电源电压对振荡器输出频率的影响,但未考虑比较器延迟对振荡器输出频率的影响,稳定性较差。

针对上述问题,本文基于平均电压反馈与温度补偿技术设计了一种低温漂RC 振荡器。为了满足MCU对多种时钟频率的需求,设计了一种选频网络,实现宽频率范围内高精度输出。Cadence Spectre 后仿真结果表明,在1～1.3 V 电源电压变化范围内,振荡器输出频率的最大误差约为±0.19%,在-30～120 ℃的温度变化范围内,振荡器输出频率的最大误差约为±0.13%,振荡器的输出频率较稳定。

1 电路结构与原理分析

1.1 传统RC 振荡器

传统RC 振荡器如图1 所示,主要由比较器、RS触发器以及充放电回路构成。其工作原理是控制电容的周期性充放电,再与比较器输入端参考电压进行比较,当低于或高于参考电压时,比较器输出端状态发生改变,从而实现振荡输出。

图1 传统RC 振荡器Fig.1 Conventional RC oscillator

传统RC 振荡器的振荡周期Tosc为:

式中:电压Vh、Vl为系统电路的参考电压,Ic为基准电流源的电流大小;td为比较器的延迟时间。通过式(1)可知,RC 振荡器的振荡频率主要由电阻、电容以及比较器延迟决定,其中比较器的延迟与电阻易受温度的影响。因此,传统RC 振荡器输出频率的稳定性较差。

1.2 本文提出的RC 振荡结构

针对传统RC 振荡器输出频率易受温度与比较器延迟的影响,本文基于平均电压反馈与温度补偿技术设计了一种低温漂斩波拓扑结构RC 振荡器,如图2所示,主要由比较器、基准电流源、平均电压反馈电路、充放电回路以及选频网络构成。斩波拓扑结构振荡器的精髓在于只采用一个比较器,且用结构更加简单的施密特触发器代替SR 触发器,有效降低了振荡器的功耗与面积。

图2 提出的RC 振荡器结构Fig.2 The proposed RC oscillator

整体电路的工作原理如下,假设初始状态S1为低电平,则电流Iref对电容C1进行充电,电压Vosc1开始上升,并传递到有源滤波器的反向输入端和比较器的正向输入端V1,此时有源滤波器输出端的电压Vctrl传递到比较器的正向输入端V2,当电压V1大于V2时,比较器输出低电平,S1跳变为高电平,振荡器完成半个振荡周期。当S1为高电平时,电流Iref对电容C2进行充电,电压Vosc2开始上升,并传递到有源滤波器的反向输入端和比较器的反向输入端V2,此时有源滤波器输出的电压Vctrl传递到比较器的正向输入端V1,当电压V1小于V2时,比较器输出高电平,S1跳变为低电平,振荡器完成一个振荡周期。

首先忽略平均电压反馈电路,假设电容C1开始充放电的时刻分别为t1、t2,电容C2的放电时间为t3,电容C1的充电时间为tl-charge,电容C1=C2=C,则流向电容C1的电流Iref满足:

对式(2)在(0,Vctrl)区间内进行积分可得:

则电容C1的充电时间为:

由于RC 振荡器的主体电路左右对称,因此电容C2的充电时间tr-charge为:

假设比较器延迟为td,故振荡器的振荡周期Tideal为:

故振荡器的输出频率fideal为:

由式(7)可知,忽略平均电压反馈电路的作用,RC 振荡器输出频率不再受电阻温漂影响,但仍受比较器延迟的影响。下一节将详细介绍平均电压反馈电路降低比较器延迟对振荡器输出频率影响的工作原理。

1.3 平均电压反馈电路

由于比较器延迟的存在,使反向输入端电压高于参考电压时,比较器没有立刻跳变为低电平,电容仍处在充电状态,对电容的充电时间变长,导致振荡器的稳定性较低。如图3 所示,本文在比较器与参考电压之间插入有源滤波器构成平均电压反馈,可以有效降低比较器延迟对振荡器输出频率的影响。

图3 平均电压反馈电路Fig.3 Voltage averaging feedback circuit

当延迟时间td增大时,运算放大器的反向输入端的电压Vosc升高,使得运算放大器输出端的电压Vctrl降低,比较器翻转所需的电压下降,最终使电容的充电时间降低。同理当延迟时间减小时,运算放大器的反向输入端的电压降低,使得运算放大器输出端的参考电压上升,比较器翻转所需的电压上升,最终使电容的充电时间增加。通过这一反馈调制方式可以有效降低比较器的延迟波动对振荡器输出频率的影响。

假设流过电容C的电流为Ic、电压为V0,流过电阻R的电流为IR,由“虚短” 可知:

则电流Ic满足:

又因为输出电压Vctrl满足:

且电容两端的电压等于流过电流的积分,因此

在区间[t1,t2] 进行积分可得:

由式(12)与式(7)可知,当因温度等客观条件引起比较器延时td波动,造成Vosc升高(或降低)时,通过平均电压反馈电路使参考电压Vctrl降低(或升高),从而保持电容的充电时间,抑制比较器延迟对振荡器输出频率的影响,提高其稳定性。

1.4 温度补偿电路

为了进一步降低温度对振荡器输出频率的影响,本文设计了一种基准源为电容充电,避免了片上电阻温漂对振荡器输出频率的影响。基准源如图4 所示,主要由自偏置电路以及正负温度系数产生电路构成。

图4 温度补偿电路Fig.4 Temperature compensation circuit

其中采用PMOS 代替传统的PN 结二极管来提供负温度系数电压,类差分结构提供正温度系数电压。类差分结构由工作在亚阈值区的四个MOSFET(M1～M4)构成,其中M1与M2的长度相同。

亚阈值区MOSFET 的源漏电流表达式为:

式中:Vdsat=Vgs-Vth为过驱动电压;α=nμpCox为工艺参数。

假设M1～M4的尺寸为k1～k4,则流过M1和M2的电流之比为I1∶I2=k3∶k4,则类差分结构的输入端与输出端电压差为:

由式(13)可得:

由式(15)可知,类差分结构产生的电压差为正温度系数。因此Vref为:

式中:V0为负温度系数电压;为正温度系数电压。由式(16)可知,通过调节MOSFET的尺寸比,可以获得一个与温度无关的基准电压。通过偏置电路转换为基准电流,再通过电流镜的适当复制为电容提供充电电流Iref以及为比较器提供偏置电流Ibias。

1.5 选频网络

为了满足MCU 对多种时钟频率的需求,本文设计了一种选频网络。如图5 所示,选频网络主要由寄存器和全加器构成,采用16 位信号进行控制,最高位寄存器的输出端D[15]作为期望频率的输出。

图5 选频网络Fig.5 Frequency selection network

其工作原理为:初始状态16 位寄存器被复位信号复位至低电平,即D[0]～D[15]端为低电平。正常工作时16 位寄存器存储的状态与16 位控制信号Bit[0]～Bit[15]累加,并反馈至寄存器,直至最高位寄存器输出端的状态发生改变。最高位寄存器输出端状态发生两次改变为一个分频周期。

期望输出频率fTX的表达式为:

式中:fclk为RC 振荡器产生的16 MHz 时钟信号;DEC为十进制表示的16 位值。由式(17)可知寄存器中增加一位,频率会倍增一倍。选频网络可以实现16 MHz以内任意频率的高精度输出。

2 版图的设计与仿真验证

本文所提出的RC 振荡器采用SMIC 110 nm CMOS 工艺进行设计,并完成版图绘制,如图6 所示。整体版图主要由平均电压反馈、基准电流源、选频网络、比较器以及充放电回路五部分构成,在版图绘制中,振荡器的核心电路左右对称,有效减小了失配对输出频率的影响,其中比较器、有源滤波器、充放电回路以及电流镜等结构采用共质心方式,并在外围添加dummy 管,以提高电路的匹配性。整个RC 振荡器的版图尺寸约为144 μm ×215 μm。

图6 振荡器的版图设计Fig.6 Layout design of oscillator

采用Cadence Calibre 工具对RC 振荡器进行PEX寄生参数的提取,并利用Spectre 进行后仿真。在工艺角TT、电源电压1.2 V 的环境下,对基准源在-30～120 ℃范围内进行温度扫描,基准源输出电压与电流的仿真结果如图7 所示。由图7 可知,基准源的输出电压与电流在-30～120 ℃温度范围内较为稳定,满足RC 振荡器的需求。

图7 基准源的输出电压与电流Fig.7 Output voltage and current of reference source

在室温27 ℃、工艺角TT、电源电压1.2 V 的环境下,对RC 振荡器进行仿真,其关键节点的输出波形如图8 所示。由图8 可知,Vosc由Vosc1和Vosc2叠加而成。当Vosc1大于Vctrl时,振荡器输出低电平,反之为高电平,与前面的理论推理相吻合。运用calculator 计算可得振荡器的输出频率为16 MHz,满足MCU 的正常使用。

图8 关键节点的输出波形Fig.8 Output waveform of key nodes

保持其他条件不变,通过设定不同的环境温度,对振荡器进行频率温度特性仿真,其仿真结果如图9所示。当温度在-30～120 ℃内变化时,振荡器输出频率的温度特性与图7 中带隙基准的输出电流特性相吻合,并且得益于电压平均反馈电路以及温度补偿技术,振荡器的输出频率较为稳定,以室温27 ℃下的测试结果为标准值,浮动在±0.13%以内。

图9 频率温度特性Fig.9 Frequency temperature characteristics

改变电源电压,测试振荡器的频率电压特性,其仿真结果如图10 所示,以电源电压1.2 V 的测试结果为标准值,当电源电压在1～1.3 V 范围内工作时,浮动在±0.19%以内。振荡器输出频率随电源电压的变化特性是由于电源电压升高导致基准电压Vref升高,使平均电压反馈电路输出的参考电压Vctrl升高,从而增加电容的充电时间导致的。

图10 频率电压特性Fig.10 Frequency voltage characteristics

在室温27 ℃、工艺角TT、电源电压1.2 V 的理想环境下,对选频网络进行仿真,为了直观对比,选取二、四、八分频进行输出,其输出波形如图11 所示。可以看出选频网络可以实现高精度的选频输出。

图11 选频网络输出Fig.11 Output of frequency selective network

表1 将本文所设计的RC 振荡器与部分文献中提出的振荡器进行对比。从表1 可以看出,本文设计的RC 振荡器在降低电路面积的同时,仍保持着较高的性能。由于电源电压的波动会影响平均电压反馈电路的输出电压,而输出电压将作为比较器的参考电压与充电电压作比较,进而控制电容的充放电,实现振荡输出。因此,电源电压的波动会影响振荡器的输出频率,导致频率电压特性稍显不足。但MCU 中通常都有稳压电路的存在,电源电压变化较小,故频率温度特性较频率电压特性显得更为重要。

表1 与参考文献的性能对比Tab.1 Performance comparison with references

3 结论

本文基于SMIC 110 nm CMOS 工艺设计了一种低温漂RC 振荡器。该电路采用平均电压反馈技术,有效降低了比较器延迟对振荡器输出频率的影响;设计了一种基准源为电容提供充电电流,避免了电阻温漂对振荡器输出频率的影响;设计了一种选频网络,实现16 MHz 内任意频率的高精度输出,满足MCU 对多种时钟频率的需求。Spectre 后仿真结果显示,在1～1.3 V 电源电压波动以及-30～120 ℃温度变化范围内,振荡器输出频率的误差控制在±0.19%以内。与相似结构RC 振荡器相比,本文设计的RC 振荡器频率温度特性较高,稳定性较强,适合集成到无线导航、智能医疗等领域的MCU 中为其提供稳定的时钟信号。