移相全桥变换器拓扑研究

解 冀，马季军，吉裕晖，张 钊，吴奇松

（中国航天科技集团有限公司 上海空间电源研究所，上海 201100）

移相全桥软开关技术广泛应用于中大功率场合的直流变换器中，它利用开关管的寄生电容和高频变压器的漏电感或谐振电感作为谐振元件，使全桥变换器的开关管在零电压下导通，在缓冲电容作用下零电压关断，从而有效地降低了电路的开关损耗和噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率和效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时，还保持了常规的全桥电路中拓扑结构简单、控制方式简易、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。

但是，传统的移相全桥变换器存在着一些问题，如滞后桥臂软开关难以实现、副边占空比丢失、整流二极管的电压振荡等。本文将对移相全桥变换器存在的上述问题的本质进行分析，了解问题产生的机理，然后介绍四种相应的解决方案，并对方案中提出的改进拓扑进行简要分析。

1 移相全桥变换器问题分析

移相全桥ZVS 变换器基本拓扑及主要波形如图1所示。其中Q1～Q4为四个开关管，DQ1～DQ4为四个开关管的寄生二极管，C1～C4为四个开关管的寄生电容或者外部电容。Lr为谐振电感，T为变压器，D1～D4为变压器副边四个整流二极管，L0和C0为输出LC滤波电感和滤波电容。一般称Q1和Q2为超前桥臂，Q3和Q4为滞后桥臂。移相全桥软开关就是通过谐振电感和开关管寄生电容谐振来实现的。

图1 移相全桥ZVS 变换器拓扑及主要波形

1.1 滞后桥臂ZVS 难以实现

移相全桥电路实现ZVS，必须要有足够的能量对开关管的寄生电容充放电，使并联二极管导通，从而把开关管两端的电压钳位至0。在超前桥臂谐振过程中，能量由谐振电感Lr与滤波电感L0共同提供，而滤波电感L0在此过程中类似恒流源，能量充足，所以超前桥臂实现ZVS 较容易。而在滞后桥臂谐振过程中，变压器副边短路，实现ZVS 的能量只是谐振电感Lr存储的能量，且要满足下式：

式中，I2为原边电流，Clag为滞后桥臂寄生电容，CTR为变压器原边绕组寄生电容。谐振电感Lr值通常较小，它不足以提供充分的能量来满足公式（1），所以滞后桥臂实现ZVS 比较困难。

1.2 占空比丢失

移相全桥ZVS 变换器虽然可以实现功率开关管的零电压开关，但是为了实现软开关，也要付出相应的代价，即副边占空比会出现丢失。副边占空比丢失是移相全桥ZVS 变换器中非常重要的现象[1]。变压器原边电流要换向时，由于原边电流太小，不足以提供负载电流，所以变压器没有耦合，使原边存在电压，但副边电压为零，即原边建立的电压没有传递到负载上，相当于丢失了一部分占空比，具体有：

式中，K为变压器匝数比，Ts为开关周期。由上式可知若Lr过大会导致占空比丢失过大。若减小Lr，占空比丢失减小，但滞后臂ZVS 实现也变得困难。可以看出，若要实现ZVS，占空比的丢失是必然的，只能在保证实现ZVS 的条件下尽量减小占空比丢失。

1.3 整流二极管电压振荡

二极管存在寄生电容，当整流二极管反向恢复时，它的寄生电容会与变压器的漏感发生谐振，从而在整流二极管上产生电压振荡和尖峰电压[2-3]，增加了整流二极管的开关应力，如图2 所示。尖峰电压最大能够达到二极管正常工作电压的2 倍，从而使整流管损耗增大，严重影响整流管使用寿命。

图2 副边整流二极管电压振荡示意图

2 改进拓扑

为了解决上述问题，提高变换器的性能，下面将列举四种改进的移相全桥DC/DC 变换器拓扑结构。

2.1 加入饱和电感

文献[4]中提出了采用饱和电感的方法，在变压器原边用饱和电感代替谐振电感，如图3 所示。

图3 加入饱和电感的移相全桥变换器

饱和电感是一种磁滞回线矩形比较高，起始磁导率高，具有明显磁饱和点的电感。Lr为加入的饱和电感，当流经电感的电流较小时，电感未饱和，绕组电感很大，相当于开路；当电流较大时，电感饱和，相当于短路。在环流阶段初期，原边电流很大，饱和电感铁芯处于饱和状态，相当于短路，当电流瞬间降低至临界值时，铁芯处于未饱和状态，此时饱和电感会使原边电流线性下降并换流，原边电流反向增加到固定值时，铁芯将回到饱和状态，使电流瞬间变大。

与传统拓扑相比，电流换向时间减少了，且该拓扑可在较宽的负载范围内实现滞后桥臂的软开关，同时减少了占空比丢失，但是这个方案会带来饱和电感发热严重、变换器安全可靠性下降的问题。

2.2 引入无源辅助网络

文献[5]在传统移相全桥拓扑的基础上引入无源辅助谐振网络，提出了一种宽范围移相全桥变换器，主电路如图4 所示，它在滞后桥臂增加了电感La、电容Ca1、Ca2和二极管Da1、Da2组成的谐振网络。

图4 引入无源辅助网络的全桥变换器

其中，辅助二极管和电容不参与滞后桥臂的开通关断过程，只为辅助电感建立最大电流ILa，在滞后桥臂开关过程中，辅助电感的电流ILa为流入或流出B点的最大电流，从而配合谐振电感为开关管寄生电容充放电，以实现滞后桥臂的软开关。该拓扑电路结构比较简单，可以明显改善滞后桥臂ZVS 实现的范围，但是增加了滞后桥臂的导通损耗。

2.3 引入有源辅助网络

文献[6]参考在传统移相全桥电路的基础上加入辅助LC 谐振电路[7]，并结合非对称脉冲宽度调制（APWM）策略中的互补占空比调制策略[8]，提出了一种加入有源辅助网络的全桥变换器，其电路结构如图5 所示。

图5 引入有源辅助网络的全桥变换器

该拓扑中，开关Q1/Q（3Q2/Q4）占空比对应互补，Qa1、La1、Da1和Qa2、La2、Da2是引入的辅助谐振网络，Da与Db是引入的原边钳位二极管。在滞后桥臂开关过程中，与传统拓扑相比，辅助电感电流与谐振电感电流同时对开关管寄生电容充放电，即二者共同提供能量，从而解决了传统拓扑由于谐振电感Lr提供的能量较小致使滞后桥臂ZVS 实现困难的问题。

由于占空比丢失问题与谐振电感的大小有关，谐振电感越大，占空比丢失越严重，而引入的辅助谐振网络能够保证变换器在宽范围内实现ZVS，所以在电路参数设计中，可以将谐振电感的取值设计很小，以减小占空比丢失。此外，引入的原边钳位二极管，能在整流二极管反向恢复阶段将变压器副边电压钳位，从而消除了寄生振荡问题。

然而，该拓扑尚未考虑原边引入钳位二极管后工作状态不对称，导致的变压器直流偏磁问题，而且原边引入的有源辅助谐振网络增加了拓扑及控制的复杂程度。

2.4 副边移相

文献[9]通过加入CDD 能量回收复位电路[10]，采取副边移相的调制策略，提出了一种高电压增益的基于副边移相的全桥变换器，其电路结构如图6 所示。

图6 基于副边移相的全桥变换器

该拓扑中DR2与DR4是整流桥滞后臂二极管，引入了有源辅助网络Qa1、Da1和Qa2、Da2代替整流桥超前臂二极管DR1与DR3，Cc、Dc、Dh为能量回收复位电路，Cf滤波电容，Lf为滤波电感，R为负载电阻。

与传统移相全桥变换器相比，所有原边开关管的工作状态几乎一致，所有开关管占空比为50%，没有移相控制。但是原边开关管的软开关范围仍存在限制，为了保证在宽范围内实现ZVS，需将死区时间控制引入副边移相控制策略中。对于引入的有源辅助网络中的开关管，均可实现ZCS 关断。

对于引入的CDD 能量回收复位电路，副边开关管关断期间，钳位电容CC近似为电压源，副边电压仍保持在VCc，不存在占空比丢失的问题，且副边振荡电压表现为限幅抑制，消除了整流桥的寄生振荡，从而提高了变换器的转换效率。

3 结束语

本文对传统移相全桥变换器工作存在的问题进行了分析，并阐述了四种应用不同方法的改进拓扑，以上方案均可以使变换器滞后桥臂实现ZVS，且降低了副边占空比的丢失。但是它们也存在各自的缺点，加入饱和电感，虽然使占空比损失和滞后臂零电压开关难以实现的矛盾得到缓和，但是饱和电感发热严重，拓扑安全性和可靠性下降；引入无源辅助网络的方案明显增加了滞后桥臂的导通损耗；引入有源辅助网络的方案使变换器性能更好，但增加了拓扑的成本和驱动的复杂程度；副边移相不存在占空比丢失问题，副边电压振荡也得到抑制，且能得到较大的电压增益，但是为了在宽范围内实现ZVS 需引入死区时间控制。随着软开关技术的不断发展，一定会产生更多、更完善的电路拓扑。