适用于宽电压恒流输出的半桥LLC谐振变换器研究

孙前刚，潘李云，刘 刚

（中国船舶集团公司第七二三研究所，江苏扬州 225001）

0 引言

半桥LLC谐振变换器作为一种比较新型的软开关技术，能实现原边开关管的零电压开关（Zero Voltage Switching，ZVS）和副边整流二极管的零电流关断（Zero Current Switching，ZCS），以其结构简单、效率高、功率密度大等特点在开关电源领域得到了广泛运用[1-2]。

在输出电流大的电源中，为了进一步提高变换器效率，使用MOSFET代替整流二极管，由于MOSFET低至仅仅几毫欧的导通阻抗，远小于整流二极管的导通压降，从而降低副边整流损耗，同步整流技术的引入使得开关电源的效率大大提升[3-4]。

同步整流管的外驱动方式通常需要传感器采集原边信号，所需元器件数量多，结构复杂，降低了控制电路可靠性[5-6]。智能同步整流驱动芯片检测的是次级开关管漏极电压，完全不依赖初级信号，所需元器件数量少，响应速度快，采用智能同步整流驱动芯片的驱动方式逐渐应用于高功率密度和高效率要求的电源中。

本文针对恒流宽电压输出的应用需求，对半桥LLC谐振变换器进行研究。首先对变换器的工作原理进行了分析，随后给出变换器的工作过程波形；然后分析了半桥LLC谐振变换器的增益特性，给出了参数k和Q变化对电压增益特性的影响；最后给出了基于LLC控制芯片L6599和同步整流芯片TEA1795AT的设计过程，并搭建仿真电路对硬件参数进行了验证，搭建了430 V输入36 V/240 W输出的实验样机，测试结果验证了设计方案的合理性。

1 电路工作原理

图1所示为带同步整流的半桥LLC谐振变换器的拓扑结构，谐振网络由串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cr和变压器等效励磁电感Lm组成，通过谐振腔将能量传输到变压器二次侧，从而达到改变开关频率实现调节输出电压的目的[7]。

图1 带同步整流的半桥LLC谐振变换器拓扑

针对宽电压恒流输出的应用需求，变换器工作在fs＞fr区间电压增益曲线斜率较大，电压增益可调节范围宽，可满足恒流宽电压输出设计需求。

2 电路工作过程分析

下面对变换器一个开关周期内的4个模态进行简要分析，变换器各个关键点的工作波形如图2所示。工作过程分析如图3所示。

图2 半桥LLC谐振变换器主要工作波形

图3 半桥LLC谐振变换器工作过程分析

（1）工作状态1（t0＜t＜t1）

t0时刻，开关管Q1处于导通状态。变压器等效励磁电感Lm两端电压被输出电压正向钳位在NVO，励磁电流iLm从负向峰值开始线性增大，串联谐振电感Lr和串联谐振电容Cr谐振，谐振电流iLr从负值以正弦波形式增大，在此阶段内，谐振电流iLr大于励磁电流iLm，其差值产生的剩余能量通过变压器经SR1输出到负载侧。

（2）工作状态2（t1＜t＜t2）

t1时刻，开关管Q1关断，此时Q2关断，Q1和Q2的结电容被充放电，谐振电流iLr开始下降，VA电压开始下降，至t2时刻降至0。在此阶段内，谐振电流iLr大于励磁电流iLm，仍有能量从原边通过变压器经SR1输出到负载侧。

（3）工作状态3（t2＜t＜t3）

t2时刻，Q2的输出电容放电至Q2的DS电压为0，导通Q2的体二极管，为Q2的零电压开通创造条件。在此阶段内，谐振电流iLr大于励磁电流iLm，仍有能量从原边通过变压器经SR1输出到负载侧。谐振电流iLr继续下降。

（4）工作状态4（t3＜t＜t4）

t3时刻，Q2开通，此时Q2的DS电压为0，Q2零电压开通。谐振电流iLr大于励磁电流iLm，仍有能量从原边通过变压器经SR1输出到负载侧。t4时刻谐振电流iLr等于励磁电流iLm，SR1开始换流至SR2。

3 电路参数分析

如图4（a）所示，电压增益与品质因数Q成反比，因而在输入电压最低且满载时电压增益应满足要求。如图4（b）所示，k越小，增益曲线越陡，频率变化范围越小，有利于磁性元件的优化设计；k越大，变压器的励磁电感越大，谐振电流越小，MOSFET的导通损耗越小，因而k的取值需要综合考虑。

图4 参数k、Q变化对电压增益特性的影响

4 半桥LLC谐振变换器设计

4.1 主电路关键参数

选取谐振频率fr＝50 kHz，主电路关键参数设计过程如下[11-12]。

（1）计算变压器变比n

4.2 控制电路关键参数

4.2.1 半桥LLC谐振变换器控制器

L6599是一款专门为谐振半桥拓扑结构设计的控制器。工作于50%互补性占空比下，插入固定的死区时间，以保证高频软开关工作，通过调节变换器的工作频率实现输出电压的稳定。控制电路的原理如图5所示。

图5 L6599控制电路原理

（1）工作频率

L6599的振荡器电路如图6所示，振荡器在外部用一个接到GND的电容CF调节，用接到RFmin的网络交替地充放电来定出，此端提供2 V基准，有2 mA电流能力，当拉出更大电流时，会有更高振荡频率。

图6 L6599振荡器电路框图

RFmin引脚通常以下3条支路：电阻RFmin接于PIN4与GND之间，决定最低工作频率；电阻RFmax接于PIN4和光耦集电极之间，光耦从二次侧传输反馈信息，光耦将控制分支的电流，从而调节振荡器的频率，达到稳定输出电压的目的，电阻RFmax决定最高工作频率；RC串联电路接于PIN4与GND之间，用来设置软启动。

fmin、fmax与周边网络元件的关系如下：

图7 软启动实现电路

电容Css逐渐充电直到电压达到2 V基准电压。随之，通过Rss的电流降到0，该过程持续时间典型值为5Rss×Css。此前输出电压紧靠稳定值，直到反馈环工作。在频率变化期间，工作频率将随电容Css的充电而衰减，开始时充电速率较快，随后充电速率逐渐慢下来。频率非线性的变化使变换器能够很快地达到谐振频率。

建议fstart至少为Fmin的4倍。设起始频率为400 kHz，Rss的取值为：

Rss＝1.5 kΩ，Css的确定需要在软启动时间和过流保护之间进行折中，在此Css＝3.3μF。

4.2.2 同步整流控制器

TEA1795T是一款专门用于谐振转换器次级侧同步整流的控制器IC。该器件拥有两个驱动器级，用于驱动SRMOSFET，SRMOSFET对采用中心抽头次级绕组的输出进行同步整流。两个栅极驱动器级拥有独立的感测输入，相互独立工作。TEA1795T应用原理如图8所示。

图8 TEA1795T应用原理

5 电路仿真和实验结果

5.1 基于Saber的电路仿真

用Saber软件搭建如图9所示的半桥LLC谐振变换器硬件电路，对变压器变比、谐振电容等设计参数进行仿真验证，仿真参数如表2所示。

图9 半桥LLC谐振变换器Saber仿真电路

表2 半桥LLC谐振变换器仿真参数

仿真结果如图10～11所示，比较了原边开关管的栅源电压、中点电压VA、谐振电感电流、励磁电感电流和输出整流管上的电流。仿真结果显示原边开关管实现了ZVS。

图10 开关管Q1电压和谐振电感电流波形

图11 电路中关键点仿真结果

5.2 实验结果

如图12～13所示，给出了Vin＝430 V满载时变换器稳态实验波形。当MOS管开通时，MOS管DS电压已谐振为0，说明由于谐振作用，实现了开关管的ZVS。

图12 开关管Q1电压和谐振电感电流波形

图13 副边开关管SR1栅源电压、漏源电压和电流波形

当同步整流管的反向二极管导通后，经过1μs以后，MOS管才开通，此时MOS管DS电压已降到0，反向二极管导通时间短，利用MOS管毫欧级的导通电阻替代二极管较大的导通压降，降低整流管导通损耗，从而提高了变换器效率。

电源样机测试结果如表3所示，最高效率达到93.4%。

表3 电源样机测试结果

6 结束语

本文针对宽电压恒流输出应用需求，研究了带同步整流的半桥LLC谐振变换器，工作于fs＞fr工作区间，实现原边MOSFET零电压开关，大大降低MOSFET的开关损耗，同时该区间内输出电流工作于连续状态，电压增益曲线斜率较大，电压增益可调节范围宽，适用于恒流宽电压输出应用需求，采用智能同步整流驱动芯片的同步整流技术，达到提高电源效率的目的。结合专为串联谐振半桥拓扑设计的控制芯片L6599和同步整流芯片TEA1795AT搭建了430 V输入36 V/240 W输出的实验样机，实测变换器最高效率达到93.4%，验证了理论分析和设计的正确性。