基于NCP1351B的双管反激变换器设计

汤 伟, 方 宇, 孟 飞, 葛晓星, 杨家俊, 翁 苗, 曹松银

(扬州大学信息工程学院, 江苏 扬州 225127)

反激变换器常用于宽输入电压范围和多路电源需求的场合,如网络路由器、大功率并网逆变器及储能装置, 大多采用反激变换器为其控制电路、采样电路、驱动电路和继电器电路等提供多路输出的辅助电源[1-3]; 因此, 多路输出的反激式电源的稳定性和效率研究备受关注．常用的反激式电源多采用脉冲宽度调制(pulse width modulation, PWM)[4-5], 在固定的开关频率下电路中的变换器易于设计,但轻载运行时常出现“打嗝”现象且效率低下．为此, 李佳龙等[6]设计了反激式变换器的变频率调制(pulse frequency modulation, PFM)策略, 实现负载变化时开关频率的调节, 有效降低了轻载开关损耗;安森美半导体公司则开发了一款低功耗的节能型芯片NCP1351B[7]用于设计低功耗反激式开关电源．NCP1351B芯片具有过电流保护、欠电压保护和输出短路保护等功能, 设计中采用了峰值电流补偿技术, 频率下降时峰值电流约减小为最大峰值电流的30%,避免变压器发生机械谐振, 从而降低干扰．赵齐齐等[8]通过建立反激式变换器的数学模型,从控制理论角度分析其稳定性设计方法, 给出了控制器参数的整定方案, 保证反激变换器的稳定运行．截至目前, 大多文献[4-5,9]都是在PWM调制方式下探讨控制器的参数设计方法, 且从单路输出角度分析和建立模型．针对该情况,本文拟基于NCP1351B变频控制芯片, 建立多路输出反激式变换器的主电路数学模型,推导控制到输出的传递函数, 并给出电压外环PI调节器参数的整定方法, 以期基于NCP1351B实现PFM调制并有效降低反激变换器轻载时的开关损耗．

1 电路原理分析

针对高压输入的多输出反激变换器可采用如图1所示的双管反激电路设计．该电路采用峰值电流型双环控制, 即在电压闭环控制系统中加入峰值电流内环控制,电流环基于NCP1351B实现, 电压外环由三端稳压器TL431和线性光耦SFH615A-3构成的误差放大器实现．NCP1351B输出的脉冲控制信号经过由图腾柱放大电路和变压器隔离电路构建的驱动电路后产生驱动信号控制开关管的通断; 再以稳定的12 V输出电压为目标设计负反馈控制,其他路输出电压的稳定性由反激变压器T6的匝数比实现．

开关管V59与V60的型号均为FQP6N90C, 由NCP1351B控制驱动信号, 实现V59与V60的同时开通或关断．当V59与V60导通时, 电源电压Vbus与变压器T6的原边形成回路, T6内部磁通密度上升,能量存储在T6中．当V59与V60关断时,T6中的能量由于反激作用而反向传输, 原边的钳位二极管V57与V58导通, 将原边绕组的反激电压与V59和V60上的电压钳制在电源电压Vbus．此时, T6中存储的能量一部分通过V57和V58返回至电容, 另一部分向副边传递; 因此, 在反激过程中T6的磁通密度下降, 当下降到初始磁通时表明一个周期结束．随后V59与V60再次导通, 进入下一个周期．通过NCP1351B控制芯片连续地导通/关断开关管,可得到稳定的直流输出电压．

图1 基于NCP1351B芯片的双管反激式电路原理Fig.1 Schematic diagram of double transistor flyback circuit based on NCP1351B chip

2 小信号建模与补偿网络设计

2.1 小信号建模

不考虑变压器的漏感, 对变压器和开关器件进行线性化处理[10]．假设变换器的占空比为D, 输入侧的电压和电流分别为Vap,Ia, 输出侧的电压和电流为Vcp,Ic, 开关频率为fs． 由于开关频率较高, 现采用平均化处理进行简化．当电路达到稳态时, 在直流分量上叠加交流分量得到输入侧电流ia和输出侧电压vcp为:

(1)

(2)

其中N为变压器原边与副边的匝数比.进而得到电流环的闭环传递函数

(3)

向控制系统中引入电流反馈内环, 即在整个环路的开关频率处引入双极点, 得到如图3所示的双环控制结构, 其中Vref为反馈参考电压．由于开关频率较高, 故电流反馈内环对整个回路的影响较小．

图2 主电路的等效小信号模型Fig.2 The equivalent small signal model of main circuit

图3 双环控制结构示意图Fig.3 Double loop control structure diagram

2.2 补偿网络设计

设置输入电压为550 V, 输出电压为12 V, 滤波电容为4 314 μF, 原边电感L=1.3 mH, 变压器原边与副边的匝数比N=50/7, 开关频率fs=65 kHz, 输出负载R=8.57 Ω．选择轻载开关频率为25.3 kHz, 为了消除开关频率处的谐波, 环路的截止频率取值为轻载开关频率的1/5[11], 即截止频率fg为5.06 kHz．

(4)

电压环未校正的原始系统传递函数

(5)

抵消零极点,去除远离欲校正的截止频率的右半平面零点[12], 将式(5)简化为一阶系统

(6)

在复数域s=30.69处配置一个开环零点, 并在开关频率处设置一个极点以抑制高频噪声, 补偿网络的实现如图4所示, 其中Rb为分压电阻．补偿网络的传递函数为

(7)

补偿网络Gc(s)在截止频率5.06 kHz处的增益为242, 即R2/R1=242．令R1=13 kΩ, 则R2=3 146 kΩ; 由零点频率fz=1/(2πR2C1)=30.69/(2π)和极点频率fp=1/(2πR2C2)=25.3 kHz, 得C1=9.295 5 nF,C2=1.997 5 pF．

系统经补偿网络参数设计后的开环伯德图如图5所示．由图5可知: 补偿后的幅频特性在5.06 kHz处以每十倍频为-20 dB的斜率穿越0 dB线, 相位裕度为109°, 幅值裕度为33.7 dB, 均为正数, 故系统稳定; 系统响应速度快且稳定性好．

图4 电压误差放大器补偿网络Fig.4 Compensation network of voltage error amplifier

图5 系统补偿后的开环伯德图Fig.5 Open loop Bode diagram after system compensation

3 硬件实验

设计一台输入直流电压为550 V, 输出电压Voi(i=1,2,3,4)依次为-12,7,12,15 V, 输出电流Ioi依次为0.3,1.4,1.4,0.1 A的多路直流输出双管反激式变换器．先后进行负载量分别为10%, 25%,50%,75%,100%的实验, 得到如图6所示的4路输出电压波形,其中1通道为直流-12 V输出Vo1, 2通道为直流+7 V输出Vo2,3通道为直流+12 V输出Vo3, 4通道为直流+15 V输出Vo4．不同负载量下各路输出电压值如表1所示, NCP1351B芯片的驱动脚信号波形如图7所示．

图6 不同负载量下的4路输出电压波形Fig.6 Four output voltage waveforms at different load points

表1 不同负载量下的各路输出电压Tab.1 Output voltage of different load points V

图7 不同负载量下NCP1351B芯片的驱动脚信号波形Fig.7 Driving waveforms at different load points

由表1可知, 除了实施负反馈控制的12 V直流输出电压取得了高稳定性之外, 其他输出电压均随负载的变化而波动, 这是因为变压器的绕组间不可能实现全耦合, 且绕组间还存在着交叉影响．由图7可知: 负载大小决定了工作频率的高低, 负载越大, 开关频率越高且导通时间越长,占空比越大;满载时的开关频率为52 kHz, 当负载增大至一定程度时,电源工作频率被钳位在最大工作频率处．

反激式变换器在10%，25%，50%，75%，100%的负载量下的工作效率分别为79.20%，83.56%, 87.45%, 89.23%, 91.12%, 当额定负载时效率为91.12%．结果表明,该反激变换器样机在不同负载下均能稳定工作且输出4路稳定电压, 由此可见本文所建立的数学模型和控制参数的设计方法是正确的．

4 结语

本文通过建立基于变频调制的多路输出反激变换器的数学模型,推导出基于峰值电流控制的传递函数, 并在此基础上给出电压外环PI调节器控制参数的整定方法, 为高稳定性反激电路的设计提供了科学方法．若将基于NCP135B的多路输出反激变换器用作新能源发电装置和网络通讯设备的辅助电源,将有助于提高装备的性价比．后续工作将进一步研究加权反馈控制中电压调节器的设计方法, 以实现多路输出电压的稳定性．