基于锁相环改进SVPWM同步调制技术的研究

2021-09-14 02:18单宝钰尹国龙高宏洋刘金晶

微特电机 2021年9期

单宝钰，尹国龙，高宏洋，刘金晶

(中国中车大连电力牵引研发中心有限公司，大连 116022)

0 引言

永磁同步电机(以下简称PMSM)转子结构由永磁体替代了异步电机的励磁绕组的结构，降低了高速运行时转子发热的问题，并且PMSM具有体积小、效率高、低速转矩大等优势，渐渐地被应用在需要高速运行、负载变化大的领域。由于PMSM相比异步电机极数多，当大功率运行时，受功率开关器件温升限制，需要降低开关频率，因此高速区运行采用波形对称的SVPWM同步调制控制策略。但是，传统SVPWM同步调制策略随着载波比减小，输出谐波含量高，无法平滑切换到方波运行，逆变器开关损耗大，导致逆变器发热严重。

文献[1]介绍了多模式SVPWM同步调制原理和采样方式，与传统SVPWM异步调制进行了比较，验证了方法的合理性和可行性，但该方法调制波为传统SVPWM调制波形，全速度范围运行时存在模式间切换，且最终只能切换到9分频运行，实际PWM脉冲数为9，谐波含量高，逆变器开关损耗大。

文献[2]采用了多模式调制方法，即SVPWM异步调制—SVPWM同步调制—特定谐波消除PWM—方波调制，实验验证了方法的可行性。虽然文中简化了数学模型和切换方式，但还是存在多模式之间切换时的波形不连续问题，实验采用电机功率较小，切换过流等问题并未体现，在实际工程应用中电机功率较大，外部供电因素干扰使切换过流问题更加明显。

文献[3]采用方法虽也为同步调制方式，但存在多模式转换，无法实时调节，实际工程化应用时存在动态响应不高，容易引起切换过流的问题。

针对以上问题，本文提出了一种基于锁相环改进SVPWM同步调制算法，通过在高速区引入简化单模式连续过调制算法，实现高速区平滑切换至方波，减小输出谐波含量，减小开关次数，降低开关损耗。由于简化单模式连续过调制方式无需计算开关角及区分模式转换，简化了数学模型和计算过程，减少了程序计算量，提高了算法执行效率[4]。

1 基于锁相环SVPWM同步调制

1.1 SVPWM同步调制基本原理

SVPWM同步调制算法是在异步调制基础上，结合同步调制对称的特点进行了优化，在变频调速控制时始终保持载波和调制波同步变化，使得PWM脉冲输出半波奇对称、四分之一周期偶对称和三相对称[5]。

相比SVPWM异步调制算法间隔恒定的采样方式，SVPWM同步调制算法则采用空间电压矢量相位差恒定的采样方式。通过使空间电压矢量相位三相对称、电压波形正负半周对称、电压波形在最大值或最小值的轴线对称，即每个扇区采样的次数为奇数、采样矢量关于每个扇区的角平分线对称，原理如图1所示[6-7]。

图1 同步采样原理示意图

异步电机空间电压矢量相位采用开环控制，但PMSM矢量控制时需要定转子相位绝对保持一致，因此对空间电压矢量相位进行闭环控制，通过等幅值的坐标变换转换到指定的对称角度，原理框图如图2所示。

图2 同步采样补偿原理框图

以第一扇区为例，根据伏秒平衡原则可知，空间电压矢量数学模型如下：

(1)

式中：t0为零矢量作用时间；t1为空间电压矢量作用时间1；t2空间电压矢量作用时间2；Ts为开关周期；α为空间电压矢量相位角[8-9]。

1.2 基于锁相环同步调制策略

PMSM相比于异步电机极对数多，在同样的转速范围内，PMSM的最高频率比异步电机高，并且由于其定、转子频率需要严格保持一致，不能出现失步现象，因此其在高速下的脉冲调制方式与异步电机不尽相同。

无论异步电机还是PMSM，当载波比小于15时，为保证线电压最大限度的对称，一般都需要使用同步调制策略，使调制波和载波比保持一致。

本文使用锁相环把电压相位与载波相位锁定，即当线电压相位变化时，通过锁相环函数PI调节器调节载波周期，使载波以同样的趋势改变相位，最终达到两者相位角度实时保持一致。载波计数周期和PWM中断频率关系：

(2)

式中：fPWM为PWM中断频率；fsw为开关频率。

锁相环的具体实现方式为在每一个中断函数中，计算合成空间电压矢量Us与α轴的夹角θ，并把该角度作为反馈值，送入锁相环调节模块，用于载波周期值的调整。Us的起始角度可以任意取值，这里Us的起始角度为α轴位置。

锁相环输出量用于调节载波周期的大小，即：

(3)

基于锁相环的同步调制流程图如图3所示。

图3 软件执行流程图

以9分频为例，根据同步调制采样规则可得算法的调制波和载波波形如图4所示。

图4 SVPWM同步算法波形

以上基于锁相环SVPWM同步调制算法在PMSM矢量控制策略中最后过渡到9分频，需要进行调制切换到方波调制状态，为了进一步降低开关频率，减小逆变器损耗，提高母线电压利用率，本文通过引入简化单模式过调制算法，在此基础上，使逆变器平滑过渡到方波工作状态[10-11]。

1.3 简化单模式过调制数学模型

传统大功率永磁电机牵引控制采用SVPWM异步调制—SVPWM同步调制—方波调制，存在多模式切换，模式之间过渡不平滑，且无法直接过渡到方波运行，运算复杂。本文通过引入简化单模式过调制算法，简化了过调制区切换和扇区判断，减小了算法运算量，提高了算法执行效率。

根据矢量控制算法电压计算数学模型可得：

(4)

图5 空间电压矢量扇区关系

以第一扇区为例，由式(1)可得：

(5)

根据三相电压相位关系可得空间电压矢量作用时间[6-7]：

(6)

式中：t0为零矢量作用时间；t1为空间电压矢量作用时间1；t2空间电压矢量作用时间2；Ts为开关周期。

(7)

(8)

式中：um为中间简化算法中间计算变量；t′1，t′2为过调制区空间电压矢量作用时间；Ta，Tb，Tc分别为三相调制波比较值。

2 改进SVPWM同步调制算法仿真分析

2.1 仿真模型

通过前文数学模型推导，搭建基于锁相环改进SVPWM同步调制仿真模型，进行算法验证和谐波含量分析。

如图6所示，仿真模型包含PMSM、矢量控制算法模型、SVPWM同步过调制算法模型、逆变器电路和检测电路。

图6 改进SVPWM同步调制PMSM控制系统

仿真参数如下：

Time0采样时间为10 μs，Time1采样时间为1 ms，网压Uline= 800 V，仿真用电机参数与实验用电机参数保持一致：Un= 530 V，Pn= 106 kW，fn= 68 Hz，Rs= 0.015 35 Ω，Ld= 0.000 749 1 H，Lq= 0.001 277 5 H，Fm= 0.274 Wb，8极。