E 波段集成双工-功分器的设计

余 亮 ，张 健 ，孙朋飞 ，张 伟

（1.杭州电子科技大学 电子信息学院，浙江 杭州 310000；2.武汉大学 电子信息学院，湖北 武汉 430000）

0 引言

毫米波无线通信系统容易遭受高路径损耗和大气吸收，并且容易受到天气条件和降水的影响[1]。然而，在E 波段（71～76 GHz 和81～86 GHz）存在一个大气窗口，其大气衰减较低，这使E 波段成为各国的研究热点。

双工器和功分器是通信系统中不可或缺的两个器件。双工器的常见设计方法有基于T 型匹配网络[2-4]、基于分布式耦合[5-7]、基于共用谐振器[8-11]。现有一种有助于改善系统性能和减小尺寸的新颖的拓扑结构是将功分器集成在双工器内部[12]。

本文将用脊波导带通滤波器来设计E 波段集成双工-功分器。首先介绍了阶梯矩脊波导过渡结构的设计，然后介绍了基于消失模的脊波导带通滤波器的原理和脊波导带通滤波器的设计过程，并介绍脊波导功分器的设计，最后对双工-功分器进行了仿真和实测。

1 阶梯矩脊波导过渡的设计

为了使设计的双工-功分器能与标准器件对接，在4 个端口设计了多级阶梯矩脊波导过渡结构。

多级阶梯矩脊波导过渡结构如图1 所示。矩形波选用标准波导WR-12（a=3.1 mm，b=1.55 mm），单脊波导的尺寸选取需要满足截止频率小于带通滤波器通带边缘的频率，一般留有10%～20%的余量，这里设置单脊波导宽度wr1=1.8 mm，高度hr1=1 mm，金属脊高度hra1=0.5 mm，宽度wra1=0.4 mm。单脊波导的截止频率约为60 GHz，满足要求。矩形波导与单脊波导之间采用多级阶梯来实现阻抗匹配，每节阶梯的长度相等（lra4=lra3=lra2=1.1 mm）。由于矩形波导与脊波导存在高度差，将每段脊波导高度和宽度依次减小，并且将每段金属脊的宽度依次减小，高度依次增加，来实现矩形波导与脊波导之间良好的匹配。

图1 阶梯矩脊波导结构过渡结构

在HFSS 对矩脊波导过渡结构进行建模仿真优化，最后仿真结果如图2 所示，在71～86 GHz 波段，S11 小于-27.6 dB，S21 大于-0.01 dB，实现了良好的匹配。

图2 矩脊波导过渡结构仿真结果

2 脊波导带通滤波器的设计

消失模是指当传输电磁波的频率小于截止频率，波导中能量类似于处于无传输状态，只有一定程度的存储，而电磁波的波动现象消失的状态[13]。

处于消失模状态的波导部分可以等效为“π”型电感网络。单脊波导可以等效为容性网络。基于消失模的滤波器的等效电路模型如图3 所示。基于消失模的脊波导滤波器有插入损耗低、结构紧凑、通带宽及阻带宽等优势[13]。

图3 基于消失模的带通滤波器的等效电路模型

综合考虑阻带抑制和尺寸，本文选用7 阶带通滤波器。使用couplefil 综合出81～86 GHz 带通滤波器的耦合系 数（KS，1=K1，S=0.084；K1，2=K2，1=0.070；K2，3=K3，2=0.050；K3，4=K4，3=0.047）。图4 中t1～t8为消失模波导长度，l1～l7为金属脊长度，We和wr1分别为消失模波导宽度和脊波导宽度。由于结构对称，只列出部分数据，其中l2=l3=l4。谐振器间耦合强度与消失模的宽度和耦合长度有关。通过调整消失模的耦合长度和宽度来满足耦合系数。调整消失模波导的宽度使截止频率大于滤波器通带的上边缘[14]。经过优化后的滤波器所有参数的值在表1 中列出。71～76 GHz的脊波导带通滤波器设计也是类似的，不再进行阐述。

表1 脊波导带通滤波器参数表

图4 脊波导带通滤波器

脊波导带通滤波器在HFSS 仿真结果如图5 所示，在71～76 GHz 频段，S11 小于-19.5 dB，S21 大于-0.05 dB；在81～86 GHz 频段，S11 小于-21.1 dB，S21 大于-0.03 dB。

图5 脊波导带通滤波器仿真结果

3 脊波导功分器的设计

设计的单脊波导功分器的结构如图6 所示，结构类似于T 形结，在交汇处设置一个容性金属平板，将脊波导内的感性金属脊延伸到容性的金属平板内构成阻抗匹配网络[15]。使两边金属脊的延伸长度相等（ex2=ex3），即可以实现两输出端口功率平分。通过调整金属平板的宽度pw和高度hr3以及金属脊的延伸长度可以实现良好的匹配。

图6 脊波导功分器结构

优化后的脊波导功分器参数为：pw=2.16 mm，hr3=0.21 mm，ex1=ex2=ex3=0.3 mm。仿真结果如图7 所示，在71～86 GHz内，S11 小于-30 dB，S21=S31=-3.05 dB。

图7 脊波导功分器仿真结果

4 双工-功分器的仿真和实测结果

双工-功分器的结构如图8 所示，将设计好的两个带通滤波器通过功分器连接起来。端口1 为下行通道（81～86 GHz），端口2 为上行通道（71～76 GHz），端口3 和端口4 为功分输出端口。

图8 双工-功分器的结构

最后，在HFSS 进行仿真优化，最后得到的仿真结果如图9 所示。在71～76 GHz 和81～86 GHz，回波损耗大于12.5 dB，通道间的隔离度大于43.2 dB。3 端口和4 端口输出幅度基本一致，在81～86 GHz，S31 和S41 基本维持在-3.85 dB 左右；在71～76 GHz，S32 和S42 基本维持在-3.8 dB 左右。

图9 双工-功分器仿真结果

对双工-功分器进行加工，腔体材料采用铝，实物如图10 所示，尺寸为62 mm×27 mm×22 mm。用思仪的3672E 矢量网络分析仪对实物进行测试，仿真结果与实际测试结果比较如图11 所示。从图中可以看出实际测试结果与仿真结果基本吻合，实际测试的两通道间隔离度大于41.5 dB，在81～86 GHz，S31 和S41 基本维持在-5.01 dB左右；在71～76 GHz，S32 和S42 基本维持在-4.95 dB 左右。

图10 双工-功分器实物图

图11 仿真结果与实际测试结果比较

5 结论

本文设计了一种E 波段集成双工-功分器，用HFSS进行建模仿真，仿真结果表明两功分输出端口的幅度基本一致，各通道回波损耗大于12.5 dB，通道间的隔离度大于43.2 dB。实际测试的结果与仿真结果基本吻合，表明方案的可行性。后续可以将其用在天线的馈电网络中，做成双工天线减少通信系统尺寸。