电磁搅拌器变频电源IGBT驱动电路设计和应用

汪亮，刘勇，李爱武，解苗，袁鹏，邹志强

（湖南中科电气股份有限公司，湖南岳阳 414000）

绝缘栅双极型晶体管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）是由双极型三极管（bipolar junc⁃tion transistor，BJT）和绝缘栅型场效应管（metal oxide semiconductor，MOS）组成的复合全控型电压驱动式功率半导体开关器件，具有电流密度高、集电极-发射极之间耐压高、开关速度快和导通压降低等优点，在电磁搅拌器专用变频电源等电力电子领域得到广泛的应用[1]。IGBT作为电磁搅拌器专用变频电源逆变部分的主要器件，而IGBT 驱动电路作为控制电路和主电路功率器件之间的桥梁，是IGBT 可靠稳定工作的重要保障。为了能够更好地驱动大功率IGBT，国内学者采用了许多不同方法，目前普遍采用的IGBT 驱动方法有以下几种：1）以2SD315A 为核心的IGBT 驱动电路设计和应用，该模块具有驱动电路简单和驱动功率大的优点，但2SD315A 驱动核不具备软关断和有源嵌位功能，对于IGBT 在短路和过压等极端情况下不能起到很好的保护作用[2-5]；2）以2SC0435T 为核心的IGBT 驱动电路设计和应用，该模块尽管具有驱动功率大和有源钳位等特点，但该驱动模块不具备软关断功能以及没有引入“智能故障管理系统”，对短路保护、欠压保护、过压保护、过载保护等故障都以单一的形式表现，对故障种类没有区分不同表现形式[6-8]；3）以HC⁃PL-316J 门极驱动光耦合器为核心的IGBT 驱动电路设计和应用，该门极驱动光耦合器驱动功率小，一般应用在100 A 以下的IGBT 驱动上，对于驱动几百A 的大功率IGBT 时，一般采用多个IG⁃BT并联驱动的方式，这样大大增加控制部分和驱动电路部分的复杂性，而且HCPL-316J 门极驱动光耦合器需要两组独立的电源供电[9-10]。

本文在前人研究设计应用的基础上，以杭州飞仕得科技有限公司的国产最新智能IGBT 驱动核2FSC0435 为核心，利用该驱动模块驱动电流大、工作频率高、具有完善的过压保护、短路保护以及软关断功能、有源嵌位功能、电源电压监测以及智能故障管理系统等功能，设计了一种适合电磁搅拌器专用变频电源中的大功率IGBT 驱动电路，弥补了传统IGBT 驱动核保护功能不完善的缺陷以及解决采用现有市场上成熟的即插即用IGBT驱动板价格昂贵的问题。

1 电磁搅拌器变频电源对IGBT 驱动的要求

电磁搅拌器专用变频电源其主电路如图1所示，主电路结构跟普通变频电源差不多，前端采用二极管不可控整流，中间端采用电解电容储能滤波，后端采用3组全桥IGBT逆变。

图1 电磁搅拌器专用变频电源其主电路结构Fig.1 Main circuit structure of inverter power supply for electromagnetic stirrer

电磁搅拌器变频电源因所带的电磁搅拌器负载特性以及所实际应用的环境不一样，对IGBT驱动电路具有如下一些特需的要求：1）电磁搅拌器正常工作时都是采用水循环冷却方式并且应用在连铸生产线上二冷区等潮湿环境中，这样电磁搅拌器中的线圈极易出现对外壳或者铁心绝缘损坏的情况，从而造成电磁搅拌器变频电源输出对外壳短路或变频电源输出相间短路的事故，这需要IGBT 驱动电路能够在频繁过载和短路情况下具有很好的短路保护作用。2）变频电源输出在对外壳短路或相间短路等极端情况下，IGBT需要关断电流是正常关断电流的几倍或数十倍，IGBT关断产生Ldi/dt尖峰电压非常高，极高Ldi/dt尖峰和直流母线电压叠加后极易造成IGBT 出现过压情况而造成IGBT 过压击穿，这需要IGBT 驱动电路能够在IGBT 的集电极和发射极之间出现过压情况下具有很好的保护作用。3）电磁搅拌器一般通以二相或三相的低频大电流交流电源，电磁搅拌器变频电源中逆变开关器件一般采用1 400 A/1 700 V左右的IGBT，如此大容量的IGBT需要IGBT 驱动电路具有大功率驱动能力和高压隔离功能。4）随着数字化和智能化技术的发展，要求IGBT 驱动电路具有多种故障输出形式，然而传统IGBT 驱动电路或驱动模块故障输出表现形式单一，已经无法满足现代智能化电磁搅拌器变频电源的实际需求。

2 2FSC0435驱动核内部结构和特点

2.1 2FSC0435简介

2FSC0435驱动核外形结构如图2所示。

图2 2FSC0435驱动核外形结构Fig.2 Shape structure of 2FSC0435 drive nucleus

2FSC0435 驱动核是基于杭州飞仕得科技有限公司领先的数字技术与强大的硬件设计能力推出的一款“高可靠性，高灵活性以及高智能化的”数字驱动核，是对现有类似驱动产品的一次重大升级，引入了“不会坏的驱动器”和“智能故障管理系统”两大革命性技术，解决了驱动器自身的可靠性问题与恶劣电磁场环境下的适应性问题。同时，在保留“有源钳位”功能的同时，新增了“软关断”功能，完善了IGBT 驱动的保护功能，大大拓展了该驱动核的应用领域。

2.2 2FSC0435内部结构

2FSC0435 的内部结构如图3 所示，主要由电平转换电路、数字核逻辑芯片、两组光耦PWM 信号传递和故障信号传递单元、两组输出单元电路以及DC/DC 隔离转换器组成。原边电源输入直流电压15 V，通过DC/DC 电路供电到副边，保证整个驱动的能量输送；原边输入15 V 电平的PWM 信号输入通过高压隔离光耦传输至副边，经过相关单元电路的处理得到开关器件IGBT或MOSFET 的驱动信号。当门极开通时，若没有发生短路故障，则主功率器件饱和导通，IG⁃BT-CE 两端电压接近于零，退出饱和时IGBTCE 两端电压接近于母线电压，IGBT-CE 检测被置位，相应的软关断电路被启动来保护主功率器件不被损坏，同时故障信号传输至原边；当原边没有PWM 信号输入，门极则一直处于负压关断状态。

图3 2FSC0435的内部结构Fig.3 Internal structure of 2FSC0435

2.3 2FSC0435主要技术指标

2FSC0435 是一款各项性能指标均优异的双通道大功率驱动模块，每个通道输出功率最大可到5.5 W，门极最大拉电流和灌电流可达35 A，高压侧副边与原边的隔离电压达5 000 VRMS，几乎可以应用于所有电磁搅拌器专用变频电源中的IG⁃BT 驱动。2FSC0435 的极限技术指标和额定技术指标分别见表1和表2。

表1 2FSC0435极限情况下绝对最大额定值技术指标表Tab.1 Technical index of absolute maximum rating under the limit condition of 2FSC0435

表2 2FSC0435推荐工作条件额定技术指标Tab.2 2FSC0435 recommended working conditions rated technical indicators

3 驱动电路设计

本文选用英飞凌公司型号FF1400R17IP4P（1 400 A/1 700 V）的IGBT 作为电磁搅拌器专用变频电源的逆变部分主开关器件，在保证散热良好的情况下，以该型号IGBT 组成的全桥逆变单元的变频电源可以输出交流有效值为800 A 的电流，几乎可以驱动所有普通的电磁搅拌器负载。以2FSC0435 驱动核为核心，结合上文对电磁搅拌器专用变频电源中IGBT 驱动的理论分析，对IGBT驱动电路进行全面系统地设计、试验和应用。

3.1 故障信号采集电路设计

2FSC0435 驱动核原边内部集成有漏极输出的MOSFET 管，正常使用时需要额外接上拉电阻，当没有检测到短路或欠压等故障时，输出为高电平，其中高电平的大小主要由上拉电压值的大小决定；当检测到短路、欠压等故障时，输出低电平；本文采用5 V上拉电源，上拉电阻为1.5 kΩ。

2FSC0435 驱动核实时检测IGBT 模块的运行状态，当IGBT 模块发生短路或者电源欠压故障时，将故障状态通过FO1 和FO2 信号脚及时输出给控制器，2FSC0435数字智能驱动核可实现对不同种类的故障进行区分，上管短路时，FO1故障输出低电平时间20 ms；下管短路时，FO2 故障输出低电平时间40 ms；当驱动核供电电源发生欠压故障，FO1和FO2故障输出低电平时间80 ms。控制器通过识别故障信号引脚不同的低电平保持时间来区分不同的故障类型，从而有助于售后服务工程师定位故障种类，参考示意图如图4所示。在实际应用过程，为了节省I/O 口，将FO1 和FO2并联后再输出至施密特触发器输入端，施密特输出端再输入至控制器的I/O 口。故障信号采集电路如图5所示。

图4 故障信号采集原理Fig.4 Principle of fault signal acquisition

图5 故障信号实际应用电路示意图Fig.5 Schematic diagram of practical application circuit of fault signal

3.2 工作模式选择与死区时间

2FSC0435 智能IGBT 驱动核具有2 种工作模式：直接模式和间接模式。当引脚MOD直接连接至GND 时，模块处于直接模式，此时两通道相互独立；当引脚MOD 通过电阻（71 kΩ

图6 2FSC0435驱动的直接模式实际电路示意图Fig.6 Schematic diagram of direct mode actual circuit of 2FSC0435 driver

图7 死区产生实际应用电路示意图Fig.7 Schematic diagram of dead zone generation circuit in practical application

式中：R1为电阻R11或R12的阻值大小；C1为电容C11或C12的容值大小；VDD为施密特触发器芯片供电电源，此处VDD=5 V；VTH.high为施密特触发器输入高电平所需的最低输入电压大小，此处VTH.high=2 V。

经计算，当死区时间为24 μs 时，R11=R12=10 kΩ，C11=C12=4 700 pF。

3.3 开通和关断电阻设计和应用

IGBT 的开通电阻、关断电阻阻值大小与IG⁃BT正常工作时动态功耗和IGBT 续流二极管的关断尖峰密切相关。开通电阻和关断电阻选取过大，尽管开通时Cdu/dt和关断时的Ldi/dt比较小，但IGBT 的开通功耗和关断功耗比较大；如果IG⁃BT 开通电阻和关断电阻阻值太小，尽管IGBT 动态损耗比较小，但IGBT 开通时的Cdu/dt、关断时的Ldi/dt以及续流二极管的电压尖峰都比较高，极易造成IGBT 击穿和爆炸，同样也会影响IGBT可靠性和稳定性。本文结合IGBT 数据说明书，选取IGBT的开通电阻为1.2 Ω，关断电阻为3.3 Ω。图8为开通电阻和关断电阻电路原理图。

图8 IGBT开通电阻和关断电阻实际应用示意图Fig.8 Schematic diagram of IGBT on and off resistance in practical application

3.4 短路保护电路设计

IGBT在额定电流情况下关断没有问题，但在短路情况下，流过IGBT 的电流大小是正常工作时的4倍甚至更多倍，在Ldi/dt所引起的尖峰电压极高和IGBT 流过大电流时热量无法释放等双重因素影响下，极易造成IGBT 过压击穿或过流爆炸。因此，良好的过流检测电路和保护电路是解决IGBT 在极端情况下击穿和爆炸的最好方式。

3.4.1 过流检测原理分析

2FCS0435 驱动核的过流检测原理如图9 所示，集电极电压通过高压二极管来检测，当IGBT关断时，驱动核内部MOSFET打开，比较器的正输入端被预充电/放电至负电源电压，比较器不翻转。

图9 2FCS0435驱动核的过流检测原理Fig.9 2FCS0435 driver core overcurrent detection principle

过流保护实际应用电路示意图如图10所示。

图10 过流保护实际应用电路示意图Fig.10 Schematic diagram of actual circuit of overcurrent protection

如图10所示，当IGBT 进入导通的过程中，内部MOSFET关断，正电源经电阻R1向电容C1充电；正常开通和关断时负输入端电压值远大于正输入端VREF电压值，当发生短路直通时，IGBT会迅速进入退饱和状态，其两端的电压VCE会迅速达到直流母线电压，此时比较器正输入端VCE电压大小超过负输入端阈值VREF电压大小时，驱动核判定IGBT处于短路状态，同时将故障信号返回给驱动核上的逻辑芯片，驱动核将启动软关断功能。

3.4.2 过流检测电路设计

过流检测方案常用的方案有2 种，一种是使用电阻进行检测的退饱和保护，另一种是使用二极管进行检测的退饱和保护。本文在设计IGBT驱动电路时采用后者方案进行过流保护设计。

在IGBT 关断状态期间，D1和R1将VCEx 引脚设置为COMx 电位，从而将电容C1预充电/放电到负电源电压，该电压相对于VEx 大约为-7.8 V。在IGBT 导通时，电容C1通过R1充电至最高15 V。当IGBT集电极电位降低到某一水平时，C1的电压被高压二极管D1和D2钳住。C1两端电压的计算公式如下：

参考电压VREF需要高于V1，参考电压VREF大小通过电阻Rthx来设置，并通过电流源（典型值为150 μA）和参考电阻Rthx计算得出，一般取电阻Rthx=68 kΩ，即参考电压VREF=150 μA×Rthx=10.2 V。

3.4.3 过流响应时间

合适的过流保护响应时间值是2FSC0435 驱动核可靠的驱动和及时保护的重要保证。如果过流保护响应时间不够长，则可能在IGBT导通时容易误触发过流故障；如果过流保护响应时间过长，发生短路时IGBT 中持续通大电流的时间会超过IGBT 模块的最大允许短路时间。通过查询IGBT模块数据手册，IGBT 模块的最大允许短路时间Tp<10 μs，为了保证足够的设计裕量，本文采取响应时间T=8.4 μs。根据图10 的电路原理图可知，过流保护响应时间的大小主要由电阻R1向电容C1的充电时间决定，根据响应时间T=8.4 μs 和C1=1 000 pF 可以计算电阻R1的实际阻值：

3.5 有源钳位电路设计

3.5.1 有源钳位原理分析

有源钳位的目的就是防止IGBT 集电极和发射极之间的电压过高，一般重载运行或者发生短路时因为电流变化率比正常高出数十倍，所以Ldi/dt所带来的IGBT 关断电压尖峰极高，如果超出了IGBT 集电极和发射极所承受的电压，则会造成IGBT 过压击穿，所以有源钳位电路就是在重载或者短路时关断IGBT免受过压击穿。

有源钳位的原理如图11 所示。当VCE电压超过TVS 的阈值后，TVS 被击穿，电流灌入门极，使得VGE上升，IGBT 进入线性区，从而将关断电压限制在安全的范围内。为了提升钳位效果，飞仕得科技引入了数控有源钳位，在门极增加了一个“数控电流源”。同高级有源钳位，当IZ大于某个阈值后，关断N 管，同时启动“数控电流源”。此时，IZ=IG+ID，通过数控电流源，将IZ保持在一个低值，TVS 一直处于微弱的击穿状态，直到关断结束。

图11 有源钳位的原理示意图Fig.11 Schematic diagram of the principle of active clamping

3.5.2 有源钳位电路设计

有源钳位实际应用电路图示意图如图12 所示。有源钳位是只要集电极与发射极间电压超过预设阈值时，就开通IGBT 的软开关技术，从而令IGBT 的集电极-发射极电压得到抑制，保证系统正常线性运行。

2FSC0435 支持高级有源钳位技术，通过ACLx 引脚反馈到驱动核内；当20 Ω 电阻（图12中所示）右侧电压约超过1.3 V 时，关断MOS 管进行关断，有效提高有源钳位效率和降低TVS 的损耗。当20 Ω 电阻右侧的电压接近20 V 时，关断MOS 管将完全关断。因为本文选用的是1 700 V等级的IGBT，所以选择Diotec 公司的6 个稳压管串联连接，其中包括5 个220 V 的单向TVS（推荐型号P6SMB220A）和1 个220 V 的双向TVS（推荐型号SMB220CA），在应用中每个通道至少需要1个双向TVS 管，是为了避免负向电流在IGBT 反并二极管处于正向恢复的开通状态时有电流流过，这样的电流会导致副边电源出现欠压。

图12 有源钳位实际应用电路图示意图Fig.12 Schematic diagram of actual application of active clamp

4 实验验证

为了验证本文所设计IGBT 驱动电路的合理性，采用以2FSC0435 驱动核为核心设计的电路制作了一款数字智能IGBT 驱动板，选用英飞凌公司型号为FF1400R17IP4P（1 400 A/1 700 V）的IGBT作为驱动负载进行试验，各项试验检验合格完成后应用在湖南中科电气股份有限公司第5代电磁搅拌器专用变频电源实际项目中。下面给出部分试验和应用过程的实际波形。

图13 为以2FSC0435 驱动核为核心设计的电路制作的一款数字智能IGBT驱动板实物图。

图13 以2FSC0435为核心的IGBT驱动板Fig.13 IGBT drive plate with 2FSC0435 as the core

图14 为数字智能IGBT 驱动板安装在电磁搅拌器专用变频电源柜中的实物图，该驱动板直接安装在IGBT上，免去了IGBT驱动板至IGBT之间的连线，大大增强了IGBT 驱动系统的抗电磁干扰能力。

图14 IGBT驱动板安装实物图Fig.14 IGBT drive plate installation drawing

图15 为一组桥臂中上、下管IGBT 之间的死区时间波形，从图中可知死区时间为24 μs，与理论设计的时间相吻合。

图15 上下桥臂IGBT驱动死区时间示意图Fig.15 Schematic diagram of dead zone time driven by upper and lower bridge arms IGBT

图16 为数字智能IGBT 驱动板输出至IGBT基极和发射极的Vge驱动脉冲波形图。

图16 IGBT驱动电路输出至基极和发射极的Vge波形Fig.16 IGBT drive circuit output Vge waveform to base and emitter

图17 为IGBT 在短路时IGBT 驱动核输出VGE实际电压波形，从波形可以看出VGE缓慢降低，事实证实IGBT 短路或者过载时驱动核软关断特性好。并且从图中可知，IGBT 出现短路故障后，大约在8.4 μs的响应时间后执行软关断。

图17 IGBT出现过流故障后驱动电路输出波形Fig.17 Drive circuit output waveform after the overcurrent fault of IGBT

图18 和图19 为采用本文所述的IGBT 驱动电路所设计的电磁搅拌器专用变频电源柜输出的三相实际电压波形和三相实际电流波形。图20 中通道1 为电磁搅拌器专用变频电源输出给负载的实际输出单相电流波形，通道4 为电磁搅拌器专用变频电源输出给负载的实际单相电压波形，通道M1 为电磁搅拌电源输出单相电压与单相电流乘积的实时功率大小波形。

图18 电磁搅拌变频电源输出的三相电压波形Fig.18 Three-phase output voltage waveforms of variable frequency power supply of electromagnetic stirrer

图19 电磁搅拌变频电源输出的三相电流波形Fig.19 Three-phase output current waveforms of variable frequency power supply of electromagnetic stirrer

图20 电磁搅拌器变频电源单相输出电压、电流和功率波形Fig.20 Single-phase output voltage，current and power waveforms of variable frequency power supply of electromagnetic stirrer

5 结论

本文以国产的IGBT 驱动核设计一款适应电磁搅拌器专用变频电源使用的大功率IGBT 驱动电路，并将该驱动电路应用在湖南中科电气第5代专用变频电源柜中。通过一年多的工程应用实践，证明该驱动电路具有较强的大功率驱动能力，而且该IGBT 驱动电路具有完善的短路过流保护、有源钳位功能、电源监测功能以及智能故障管理功能，极大提高了功率器件驱动系统的效率和可靠性，是一种非常高效可靠的大功率驱动电路，在大功率电磁搅拌器变频电源中具有很高的应用价值。