基于TPS61175 的BOOST 升压及电荷泵倍压电路设计

陈良洲，鲁猛，陈有林

（华中科技大学机械学院，湖北武汉 430070）

雪崩光电二极管（APD）是一种基于强电场作用下的雪崩倍增效应而实现内增益的新型光敏元件，具有量子效率高、灵敏度高、线性工作范围大、功耗低等优点，可应用于微弱光信号检测、单光子探测、微光成像等领域[1-4]。APD 的倍增效应与其击穿电压和所施加的反向偏压有关，并且不同的偏压大小还决定着APD 的工作模式，包括普通二极管模式、线性模式和盖革模式[5-6]，分别适用于不同的工作场合。以激光测距系统为例，为完成对激光回波信号的检测，APD 所需反向偏压通常在几十伏到几百伏之间，对于许多输入电压在12 V 以下并且要求输出纹波小于10 mVpp 的光模块中，该偏压电源的设计成为一大难点。并且，APD 的击穿电压会随着环境温度的变化而变化[7-8]，因此要想使APD 保持稳定的增益，该偏压电源还需具备动态调节功能。为解决上述问题，该文基于低压芯片TPS61175 对该APD 偏压电源进行了设计。

1 电路设计

1.1 基于TPS61175的BOOST电路拓扑

TPS61175是一款具有集成式3 A、40 V 电源开关的单片异步DC-DC 稳压器，采用电流模式PWM 控制调节输出电压，可配置成BOOST、SEPIC 和隔离反激式等多种标准开关稳压器拓扑，具有宽输入电压、高电源转换率、过流限制等优点，被广泛应用于功率转换、工业电源系统等场合。

图1 所示为TPS61175 内部结构图及BOOST 转换器拓扑，其工作原理为：PWM 控制器通过比较误差放大器EA 输出的误差电流信号和电感电流采样信号，以确定输出PWM 信号的占空比，进而控制NMOS 开关管的通断状态。当N-MOS 开关管导通时，SW 引脚内部接地，电源电压施加在电感L1两端，随着电感电流的增大而存储能量。在此期间，负载电流由输出电容C2提供。当电感电流增大到误差放大器所设置的阈值水平时，PWM 控制器控制N-MOS管关闭，此时外部肖特基二极管D1 正向导通，电源能量以及电感所存储能量将被用来补充输出电容C2并同时提供负载电流。上述过程随着PWM 的信号周期不断重复进行。

图1 TPS61175内部结构图及BOOST转换器拓扑

电阻R1、电容C4构成LC 滤波器，用以降低输出电压纹波，需注意的是，LC 滤波器应该放在分压反馈电阻之后，否则可能会导致升压环路反应过慢，进而导致较大的纹波或者损坏倍压二极管。此外，在占空比大于50%的峰值电流模式控制中，为了避免固有的次谐波振荡，需要进行斜坡补偿[9-11]。因此，由TPS61175 内置振荡器产生的斜坡补偿信号与电感电流采样信号叠加后，可用来提供斜坡补偿。

1.2 电路设计与原理分析

根据数据手册，TPS61175 的推荐限制输出电压为38 V，为实现更高的升压效果，这里引入电荷泵倍压整流电路[12-13]，其工作原理是利用二极管的单向导通特性，将电源电压贮存在各个跨接的电容上，每个电容根据极性相加原理进行串接，可实现二倍压、三倍压甚至多倍压的效果。这种电容型倍压电路的优势在于，无论升压倍数有多大，在输入电源上都不会出现过高的冲击电压，这样就能采用低压芯片设计出更高输出电压的电源。表1 给出了升压电路的设计参数及指标，基于TPS61175 的BOOST 升压及电荷泵倍压电路如图2 所示。

表1 设计参数及指标

在图2 中，二极管D2～D7 构成四倍压电路；电感L2、电容C9构成一级LC 滤波电路；电阻Rfreq用于设置开关频率；电阻Rcomp和电容Ccomp、Ccomp1构成补偿网络，用以保证反馈回路的稳定性和最佳瞬态响应；输出电压经外部电阻Rfbt、Radj和Rfbb分压后反馈到FB 引脚，并与内部1.229 V 基准电压进行比较，用以调节输出电压，其调节关系为：

L1为升压电感，其选择将影响电路的稳态运行、暂态行为和回路稳定性，是升压转换器设计中最重要的组成部分之一。电感的选择需考虑3 个重要参数：电感大小、直流电阻和饱和电流，可用式（2）进行计算：

图2 基于TPS61175的BOOST升压及电荷泵倍压电路

在式（2）中，VD为二极管D1 正向压降，fsw为开关频率，ηest为转换效率，POUT为输出功率，RPL%为电感纹波电流相对电感最大输入电流的比例。通常建议升压电感应高于4.7 μH，否则可能导致斜率补偿不足和环路不稳定。CIN、COUT分别表示输入电容和输出电容，建议使用容量4.7 μF 以上、材质为X5R或X7R的高质量陶瓷电容，以尽量减少电容随温度升降的变化，实际应用可能还需添加额外的输入电容来满足纹波或瞬态要求。表2 为部分选型设计结果。

表2 部分选型设计结果

2 SPICE仿真与实验测试

2.1 输出电压及纹波的仿真分析

图3 所示为基于SPICE 模型的输入输出电压仿真结果，其中将可调电阻Radj调节为零，输入电压为12 V，测得TPS61175 直接输出电压为45.3 V，四倍压电路后的输出电压为178.8 V，与理论计算一致。由于TPS61175 最大输出电压限制为38 V，为避免芯片损坏，可通过加大保护电阻Rfbt以限制最大输出电压。

图3 输入输出电压仿真

图4 所示为输出纹波电压的瞬态响应仿真结果，通过光标可测量出相应的纹波大小，测量结果如表3 所示。在最大输出电压下，TPS61175 的直接输出电压纹波约为6.4 mV，经四倍压电路后，输出纹波增大到49.44 mV，但是经一级LC 滤波电路滤波，纹波大小将从49.44 mV 降4.54 mV，满足大部分型号的APD 对电压纹波的要求。

图4 输出纹波瞬态仿真

表3 纹波测量结果

2.2 电路特性参数的仿真分析

本节对偏压电源的工作模式、开关频率及占空比与输入输出电压的关系进行了仿真分析，将输入电压改为5 V，输出端接电流源负载用以模拟APD输出光电流，其余参数不变。仿真结果如图5 所示。

图5 电感电流与PWM信号波形图

其中IL1为电感电流，SW 表示TPS61175 内置开关管的通断状态，当SW 为高电平时，开关管关断，表明此时PWM 处于低电平状态，反之亦然。截取19.770～19.776 ms 时间段的稳态工作波形进行分析，由图可知电感电流波形存在过零点，表明BOOST 电路工作于DCM 模式，通过光标可测量出电感充电时间TON=591.24 ns，放电时间T′OFF=72.99 ns，PWM 信号的周期T=1.46 μs，计算其倒数可得PWM 开关频率为685 kHz，与表2 计算结果一致。DCM 模式下BOOST 电路的输出电压VOUT和输入电压VIN的关系可用式（3）表示[14-16]：

其中，D表示PWM 控制信号的占空比，ΔD表示升压电感L1的放电时间，分别用式（4）、式（5）表示：

根据式（3）、式（4）、式（5）可计算出输入输出电压关系为：

图6 所示为电源模块的测试环境，使用雪崩光电二极管作为负载，使用衰减比为1∶1 的电压探头进行测量，示波器带宽限制设置为20 MHz。

图6 电源模块测试环境

测试结果如图7、图8 所示，可见最大输出电压为178 V，最大纹波为17.6 mV。如果电压探头使用短地线测量，或使用二级LC 滤波，则可获得更低的纹波值。

图7 最大输出电压

图8 输出电压纹波

3 结束语

该文基于BOOST 升压及电荷泵倍压电路原理，应用低压芯片TPS61175 设计出了具有宽输入输出电压动态范围、低电压纹波的APD 偏压电源模块。该模块工作于DCM 模式，输入电压范围5～12 V，可调输出电压范围达21.73～178.2 V，经一级LC 滤波后的最大输出纹波为17.6 mVpp，小于输出电压的0.1%，可满足大部分型号APD 的使用要求，具有体积小、纹波低和成本低的优点，可应用于各种光模块的设计中。