单相H6桥并网逆变器复合控制策略研究

李党盈，常亚婷

（西安迅湃快速充电技术有限公司，陕西 西安 710075）

0 引 言

单相光伏并网逆变器结构简单、成本低且供电方便，适合应用在光伏发电一体化建筑、家用屋顶光伏发电以及户用储能等小功率场合[1]。在拓扑电路的选择上，H6桥逆变器相比传统的H4桥逆变器增加了两个全控型器件及反并联二极管，在电感的续流阶段将交流电网与直流电压分离，从而有效抑制了漏电流的产生，并具有较高的变换效率[2]。

单相逆变器并网电流环可直接以交流信号进行给定和反馈，其控制器通常为PI（比例-积分控制器）或PR（比例-谐振控制器）。这两类控制器由于增益或带宽的限制，对于单相逆变器自身功率波动产生的三次谐波，或电网谐波电压引起的高次谐波电流，其抑制能力有限[3]。

为克服PI控制器对交流信号增益有限的问题，通过将交流信号延时半个周期，构造虚拟正交相，再经同步旋转坐标系，使单相交流电流变换为直流量，使用PI控制器即可实现无静差控制。同时引入基于内模原理的重复控制系统，实现对整数倍工频电流渐进跟踪和抑制[4]。搭建了仿真和实验平台，对所设计的电流复合控制系统进行了仿真实验研究，实验结果表明，复合控制器应用在单相H6拓扑并网逆变控制系统中能够显著降低并网电流谐波，提升电能质量。

1 单相H6桥拓扑及工作原理

图1所示为H6桥逆变主电路拓扑，包含直流电源Udc（光伏板或蓄电池）、3个功率器件S1～S6组成的逆变桥以及电感和电容组成的LC滤波电路3个主要部分。拓扑是单相全桥电路的改进型拓扑，通过在交流侧增加两个开关管，组成双向续流支路，使得在续流时刻，交流回路与直流侧断开，从而增强了该拓扑抑制共模电流的能力，提高了电能的变换效率。

图1 H6桥逆变器主电路拓扑

电压参考及驱动时序如图2所示。图2（a）为调制电压，vp为调制电压的峰值。在调制电压的正半周，S2和S3关断，S6导通，S1、S4以及S5以开关频率交替互补导通，输出正母线电平和0电平；在调制电压负半周，S1和S4关断，S5导通，S2、S3以及S6以开关频率交替互补导通，输出负母线电平和0电平。以上开关管的驱动信号如图2（b）～图2（e）所示。根据以上分析，当S1、S4（正半周）或S2、S3（负半周）关断时，S5、S6导通，桥臂输出0电平，可在任意功率因数条件下，为电流提供双向续流回路。

图2 电压参考及驱动信号时序

H6桥拓扑在其运行过程中，输出线路上的共模电压UCM基本维持在Udc/2的水平，高频成分含量较低，设备的漏电流可得到有效抑制[5]。

2 单相逆变器的控制系统

2.1 单相系统的同步旋转坐标系控制

通过相位延时，可构造出单相信号的虚拟正交相，然后经旋转坐标变换转为直流量。使用PI控制器，可对基波信号实现无静差控制。本文采用的一阶全通滤波器，在其截止频率处的相位延时为90°，所通过的信号幅值增益为1，结构简单且易于实现，适合用于正交相的构造。一阶全通滤波器的传递函数为：

对正交信号进行两相静止的α-β坐标系到两相旋转d-q变换。变换公式为：

其反变换公式为：

式（2）和式（3）中的角度θ为电网电压相位角，通过软件锁相环（Software Phase Locked Loop，SPLL）对电网电压相位的计算得到。模拟三相系统的单相电压锁相环如图3所示，软件锁相环更深入的原理分析，可参阅文献[6]和文献[7]。

图3 单相锁相环原理

2.2 电流重复控制

重复控制在许多具有周期性质系统的高精度控制中已经证明是一种十分有效的方法。重复控制器的传递函数形式为：

重复控制的频率为fc=1/L。离散化的重复控制结构如图4（a）所示。额定频率为50 Hz，重复控制器波特图如图4（b）所示。由图4（b）可见，在控制频率及其整数倍处，其增益非常大，但相位滞后为0，控制特性非常理想，表明重复控制可以消除各次谐波。

图4 重复控制器结构及波特图

图4（a）中，e为给定和反馈之间的控制误差，N表示在一个重复周期内，控制系统的采样次数。C(z)是补偿器，可用于补偿数字信号采样的相位延迟和幅值衰减。C(z)可取为：

式中，Kr为重复控制系统的开环增益。

为了增加系统的稳定性，需要在重复控制器上串联低通滤波器Q(z)来优化整个频域的性能[8]。为简化滤波器的实现，Q(z)通常取小于1的常数。重复控制器的离散传递函数为：

若取Q(z)=0.95，相应的重复控制系统差分方程为：

直接使用式（7）的差分方程，需要两个长度为N的数组分别保存输出量ur和误差量e。为了节约存储空间，离散控制结构可分两步实现。首先计算中间变量u的值：

式（8）中，仅需存储中间量u，输入误差量使用当前一拍的输入即可，无需对其进行存储。最后计算的控制输出方程为：

3 仿真与实验研究

所仿真和实验的复合控制系统如图5所示，为控制器的有功电流给定，通常来自于直流电压控制器或并网功率指令。为了使逆变器单位功率因数运行，无功电流给定设为0。逆变器输出电流iL通过构造虚拟正交相和坐标变换，转换成直流型的有功和无功反馈信号id、iq。电流误差经过PI和RC组成的复合控制器的调节，其输出为调制电压，该电压通过PWM调制和逆变器主电路的功率放大，实现并网电流的控制。

图5 单相逆变器电流环复合控制系统

3.1 仿真分析

为验证理论分析，使用MATLAB/Simulink对单相H6型拓扑逆变器的复合控制系统进行建模和仿真研究。仿真所用逆变器的额定功率为Prated=3.6 kW，额定电流Irated=16 A，直流母线电压Udc=400 V，开关频率与中断控制频率为fs=16 kHz，滤波电感L=450 μH，交流滤波电容C=27 μF。仿真的电网电压有效值Urated=220 V，电网频率为frated=50 Hz。

分别在理想电网和电网含谐波时对比PI控制和复合控制下的控制效果。向电网电压中加入基波幅值10%的5次谐波电压来实现电网含谐波的情况。并网电流给定设为逆变器额定值。理想电网下，PI控制仿真结果如图6所示，复合控制仿真结果如图7所示。对比图6（b）和图7（b）可知，采用复合控制器的电流谐波相比PI控制器有明显改善，两种控制方式的电流谐波均满足相关标准[9]。

图6 理想电网下PI控制仿真结果

图7 理想电网下复合控制仿真结果

图8为电网谐波条件下PI控制仿真结果，图9为复合控制仿真结果。对比图8（b）和图9（b）可知，当电网电压含有谐波时，采用PI控制器的并网电流谐波畸变率THD＞5%，不满足并网标准，使用复合控制器的控制效果明显好于单一PI控制器，其谐波畸变率仅为3.39%，各次谐波含有率均有显著下降。

图8 电网谐波条件下PI控制仿真结果

图9 电网谐波条件下复合控制仿真结果

3.2 实验研究

实验所采用的样机硬件参数和电网参数与仿真一致。理想电网电压条件下，使用PI控制策略的实验结果如图10所示。图10（a）为单一PI控制器的并网电流波形，实验波形与仿真效果基本一致，由图10（b）并网电流的谐波分布可见，电流的三次谐波含量较高，接近3%。图11为复合控制器的实验结果，通过其电流谐波分布图11（b）可知，总谐波畸变率THD降为2.83%，且三次谐波含量降低至1%左右。综合以上分析可知，复合控制器可有效降低并网电流谐波，提高电能质量。

图10 PI控制器实验结果

图11 复合控制器实验结果

4 结 论

电流环PI控制由于带宽的限制，在应对因电网电压畸变或单相逆变器功率波动引起的并网电流高次谐波方面性能欠佳。通过相位延时构建虚拟正交相，将单相H6桥逆变器的交流电流经同步旋转变换，可按照直流量进行无静差控制。仿真和实验研究结果表明，PI与重复控制组成的复合控制策略可有效抑制电网畸变和功率波动导致的电流谐波，显著提升电能质量。