基于耦合电感与倍压电容的高增益Boost变换器*

戴云飞，祝龙记

(安徽理工大学 电气与信息工程学院，安徽 淮南 232001)

0 引 言

随着社会经济的发展，光伏、燃料电池等新能源发电技术应用占比越来越高，而新能源发电装置的输出电压较低，无法直接实现逆变并网，因此需要通过Boost变换器来提升发电输出电压[1-3]。传统的升压变换器在占空比接近1时，才可以输出较高的电压。寄生电阻的存在导致输出效率低、开关管的导通损耗较大。尖峰电压的存在也会减少开关管的寿命。此外，输出二极管反向恢复问题也会增加二极管的损耗，引起较大的电磁干扰，降低变换器的可靠性[4-6]。针对上述问题，国内外学者已经得出了不少研究成果。文献[7-9]中Boost变换器采用级联变换器拓扑结构，提高了电压增益，实现了输入电流的连续，同时降低了开关管应力，但级联拓扑结构包含器件较多使得变换器的效率较低。文献[10-11]的Boost变换器中电容两端的电压值和开关管的电流应力有所降低，多个单元的结合进一步降低了功率损耗，但电路同样器件过多，控制复杂，且存在开关管电压尖峰等缺点。文献[12]中变换器使用了两只开关管来控制，实际上只有一个开关管参与了升压，虽然提高了电压增益，降低了电压尖峰，解决了漏感能量回收问题，但变换器的效率不高。文献[13]介绍了一种无源钳位电路的高增益变换器实现开关管的零电压关断，提高变换器的效率，同时可以加入倍压单元结构，来极大地提升输出端电压，但变换器中缓冲电路的无源器件过多导致输出的功率密度有所下降。文献[14-16]提出的三绕组耦合电感的变换器磁性元件体积较大，降低了功率密度，使结构变得复杂。

综上所述，本文提出了一种单开关管控制、零电流开通Boost变换器。所提变换器采用无源无损钳位电路降低了开关管电压尖峰，同时减少了开关管损耗。耦合电感副边绕组漏感解决输出二极管的反向恢复问题。将所提变换器与传统升压变换器进行了仿真对比实验，结果显示增加倍压电容和耦合电感之后，变换器的电压增益和效率均得到了显著提高[17-18]。

1 变换器拓扑结构

1.1 拓扑结构分析

本文所提的Boost变换器的拓扑结构如图1所示。图1中Uin为输入电压源，S为功率开关管，耦合电感部分由原边L1、副边L2、励磁电感Lm、漏感Ls构成，iL1、iL2、iLm分别为流过L1、L2、Lm的电流。C1为储能电容，C2和C3为倍压电容，UC1、UC2、UC3分别为C1、C2、C3上的电压。Da为钳位二极管，Db、Dc为续流二极管，Do为输出二极管，C0为输出滤波电容，R为负载电阻。该变换器将两个倍压电容串联在耦合电感副边L2左右两边，Db、Dc分别并联在两个倍压电容和L2的支路。由储能电容C1和钳位二极管Da构成的钳位电路对开关管S两端电压起钳位作用，吸收并利用其能量，从而降低开关管电压尖峰。

图1 耦合电感倍压变换器拓扑结构

变换器中的耦合电感是一个由原边电感L1和副边电感L2构成的理想变压器，并联上励磁电感Lm，再串联上漏感Ls，Ls为副边漏感折算到原边的漏感以及原边漏感[17]。当开关管S导通时，电源给漏感Ls和励磁电感Lm储能，L2、C2与Db形成半谐振回路，L2、C3与Dc形成另一个半谐振回路。当开关管S断开时，电容C1、C2和C3、输出二极管Do、耦合电感副边L2和负载电阻R组成回路，为负载提供更高的电压。

变换器的工作过程可以分为5个时间模态。变换器在各个时段内各器件电流/电压的主要波形如图2所示，变换器在不同的工作状态下的等效电路图如图3所示，其中加粗黑线为电流流经回路。结合图2和图3对其工作状态进行分析。

图2 电路主要工作波形

(a)工作状态1

模态1(t0-t1):开关管S在t0时刻导通，钳位二极管Da和输出二极管Do反向关断，电源Uin、漏感Ls、励磁电感Lm和开关管S构成输入电流回路，此时电源Uin为耦合电感的励磁绕组Lm和漏感Ls充电，电流iLm和iLs线性上升，Lm的电压和电流情况如式(1)、式(2)。耦合电感副边L2与倍压电容C2、续流二极管De形成回路，同时与倍压电容C3、续流二极管Dc形成另一个回路，两个倍压电容电压UC2、UC3开始升高。输出电容C0看作一个稳压电源，一直为负载输出稳定的电压。

ULm(t)=Vin

(1)

(2)

模态2(t1-t2):t1时刻，开关管S关断，耦合电感L1由于电流下降，其感应电压UL1方向发生改变，当UL1大于Da导通电压时，Da导通。Ls和Lm给C1充电，C1开始储能。t2时刻，iLs与iLm下降至相同时，流过电感L2的电流iL2下降为零，L2与C2、C3谐振结束。

模态3(t2-t3):由于L1的极性发生改变，L2极性也要发生改变，iL2也开始缓慢上升。输出二极管Do的两端电压达到导通电压时，Do导通。倍压电容C2、C3和储能电容C1，耦合电感励磁电感Lm、副边L2中储存的能量开始向负载传递，负载两端电压U0如式(3)所示。iLs继续下降直到为零。

U0=UC1+UC2+UC3+UL2

(3)

模态4(t3-t4):二极管Da在t3时刻反向关断，此时，负载由C1、C2、C3和耦合电感的副边L2提供能量，Lm中的能量向负载传递，iLm不断地下降。

模态5(t4-t5):开关管S在t4时刻导通，L2持续为负载提供能量，由于Ls和Lm的存在，流过S的电流缓慢上升，直到Ls上的电流iLs和Lm上的电流iLm相等，iL2下降为零。输出二极管Do上的电流也恢复到零，并无反向电流通过，一定程度上解决了二极管的反向恢复问题。电路变成了模态1，后面的状态重复，不一一叙述。

从电路的工作状态分析看出，耦合电感主要承担能量的储存和转移，倍压电容主要起电压的叠加及升压的作用，为负载电阻提供持续的能量输出，同时提高了电压增益。储能电容吸收耦合电感的励磁电感能量，来提高变换器的电压增益，同时降低开关管的电压应力和电压尖峰。

2 增益变换器的性能分析

由于该变换器耦合电感副边漏感的电流缓慢下降，抑制了输出二极管Do的反向恢复问题，所以该变换器工作模态是处在连续导通模式下的，下面对电路的电压增益、电压应力进行分析。

2.1 电压增益的计算过程

工作状态1、3为主要工作状态，工作状态2、4、5为过渡工作状态，所以在计算时选取工作状态1、3的过程。由工作状态1电路分析，直流电源给励磁电感Lm和漏感Ls充电，可得出励磁电感两端电压为Vin。

耦合电感副边绕组L2为励磁电感L1的N倍如式(4)，L2同时与倍压电容C2、C3发生谐振，两个倍压电容两端的电压等于L2两端电压如式(5)。

UL2=NUin

(4)

UC1=UC2=UL2=NUin

(5)

式(4)中，N为耦合电感副边和原边匝数比。

工作状态3中，负载电阻由输入电压源Uin、储能电容C1、倍压电容C2、C3和耦合电感L1、L2持续输入能量，可以得出励磁电感两端的电压:

(6)

根据式(6)，结合励磁电感Lm的伏秒平衡原理，可以得出:

(7)

其中，ts为变换器工作一个周期的时间。

由此得出变换器的电压增益为

(8)

从式(8)的电压增益可知，与传统的升压变换器相比，采用倍压电容与耦合电感的设计，较大地提高了变换器的输出电压。根据式(8)绘制了不同占空比、不同匝数比的电压增益曲线，如图4所示。随着匝数的增加或占空比的增加，电压增益都会大大增加。利用该变换器来解决极限占空比的问题，并且设计合适的匝数比，来优化该变换器的负载调节性能。图4同时显示了所提变换器中耦合电感随着匝数比N不断地改变时，占空比对电压增益的影响。该变换器在相同占空比时，匝数比N与电压增益成正比，电压增益的范围也增大了。

图4 占空比、匝数与电压增益关系

2.2 电压应力的分析

由工作状态3的电路分析，由于L1、S、Da及C1组成一个传统的Boost变换器，储能电容C1的电压如式(9)，忽略钳位二极管的压降，开关管S的电压钳位在储能电容的电压UC1，所以可以得出开关管S电压应力为

(9)

(10)

开关管S导通时，S的两端电势为零，因此钳位二极管Da两端电压即为储能电容两端最大电压:

(11)

耦合电感副边L2为两个倍压电容充电，工作状态3时两个续流二极管反向关断，其电压与UDb、UDc相等，都为

UDb=UDc=UsDb.max=UsDc.max=

(12)

当U0一定时，占空比和耦合电感匝数比共同影响着开关管S和二极管的电压应力。假设D取定值时，匝数比越大，S和Da两端的电压应力越小，同时续流二极管两端的电压越大。因此，该变换器中耦合电感匝数比不应太大。

3 仿真结果及分析

为了验证所提变换器可以实现高电压增益、高效率，在Matlab中搭建了耦合电感倍压电容Boost变换器和传统Boost变换器的仿真模型，将两种变换器模型进行了对比。

Boost变换器参数为:输入电压Uin=50 V，耦合电感的原、副边电感分别为L1=35 mH、L2=35 mH；耦合电感的匝数比N=1；储能电容C1=500 μF；两个倍压电容的容值相等，C2=C3=47 μF；输出电容C0=100 μF；输出负载R=500 Ω；开关频率f=50 kHz。传统Boost变换器中的相关参数相同，与所提变换器进行对比分析。

将变换器的占空比设置为D=0.6，分别得出了两种变换器仿真模型的输出电压波形(图5)。从图5(a)和图5(b)对比看出，在两个占空比相等情况下，传统升压变换器的输出电压最终稳定在 148.3 V，升压约为3倍，而耦合电感倍压电容Boost变换器的输出电压最终稳定在293.8 V，升压约为6倍。在相同的工作条件下，所提变换器趋于稳定电压的时间更短。

(a)传统升压变换器U0电压波形

将图6(a)、图6(b)波形进行对比，本文变换器的开关管电压尖峰要远远低于传统变换器，得出该变换器可以降低开关管电压尖峰。由图6(b)、图6(c)开关管的电压、电流波形看出：开关管导通时，流过开关管的电流缓缓上升，此时，开关管两端的电压为零，实现了开关管的零电流开通。从图6(a)、图6(c)看出：传统Boost变换器无法实现零电流开通。由图6(e)的波形看出，流过输出二极管Do的电流缓慢恢复到零，没有反向电流的流过，一定程度上解决了二极管的反向恢复问题。

(a)传统变换器开关管S的电压波形

图7显示了两种变换器在不同输出功率时的效率曲线。当变换器的功率在0～300 W间改变时，所提变换器的效率能达到94.33%，而传统变换器最大为92%，变换器效率有一定的提高。

图7 Boost变换器输出效率对比

4 结束语

提出了一种倍压单元耦合电感高增益Boost变换器，通过Matlab仿真实验，验证了该变换器的高增益和高输出效率。该变换器只使用一个开关管，驱动电路简单，可靠性好。变换器采用耦合电感和倍压单元组成电路，合理调节耦合电感的匝数比，来实现输出电压的高增益。钳位电路的增加，吸收了漏感的能量，基本消除了开关管的电压尖峰。此外，该变换器也解决了输出二极管的反向恢复问题。本文电路器件不多，控制简单，可应用于光伏、风力发电等新能源发电系统的耦合电感升压变换器。

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