基于两电平电压源型换流器的直流微网交直流侧接地方式

魏承志，李明，李春华，郭芳，文安，刘国特

(1. 南方电网科学研究院，广州510663；2. 佛山科学技术学院，广东 佛山528000)

0 引言

与交流微网相比，直流微网具有以下优势：1) 不需要对电压的相位和频率进行跟踪，具有更高的可控性和可靠性，更有利于分布式电源和负载的接入[1 - 9]；2) 减少了换流环节，降低了电力电子装置的功率损耗和投资成本[10]；3) 直流系统没有集肤效应，线路损耗小，传输容量大[11]；4) 能够更好地满足直流敏感负荷供电要求[12 - 13]。因此随着分布式能源、直流负荷、变频负荷及电压敏感负荷的快速发展，以及电力电子设备价格的不断降低，直流微网受到了国内外学者的广泛关注，取得了非常多的研究成果。然而，直流微网接地方式的研究却一直被忽视，尚未见到系统性的研究成果。现阶段工程现场对接地方式的选择仍较模糊，各示范工程的接地方式各异。珠海唐家湾柔直配网示范工程中低压直流系统采用电容中性点经高阻接地，东莞交直流混合的分布式可再生能源系统示范工程中则采用电容中性点经小电阻接地，绍兴上虞交直流混合配电网示范工程则采用单极接地。

直流微网接地方式的选择与换流器类型、换流器接线形式、交流系统的接地方式等密切相关。文献[14]针对经不接地的高压直流系统降压而来的低压直流系统，提出采用不接地方式有更高的人身安全性和供电可靠性；文献[15]针对基于采用电感滤波的两电平电压源型换流器的直流微网，提出直流侧不接地时交流侧相电压谐波含量较低；文献[16]提出基于单相桥式整流器的直流微网，直流侧接地系统比不接地系统有更好的安全性能。

考虑到现阶段中压直流配电网工程造价较高，难以在短时间内大范围推广，基于两电平电压源型换流器的直流微网将是未来一段时间内直流微网工程的主要形式，本文将重点针对基于带LCL滤波器两电平电压源型换流器的直流微网，采用理论分析与仿真验证相结合的方法，分析交直流侧各种接地方式组合下交直流侧的电压和电流谐波，分别给出交直流侧的推荐接地方案。

1 直流侧接地方式

考虑到我国低压交流配网均为直接接地系统，基于两电平电压源型换流器的直流微网如图1所示，其中交流侧采用LCL滤波器。滤波器电容中性点可接地也可不接地，图1中用虚线表示。正常工作情况下，任意时刻开关器件S1—S3中应有1个导通，并且关器件S4—S6中应有1个导通。

图1 基于2电平电压源型换流器的直流微网结构Fig.1 DC microgrid structure based on 2-level VSC

1.1 直流侧不接地

以S1、S5导通为例进行分析，当直流侧不接地时，基于两电平电压源型换流器的直流微网等效电路如图2所示，其中阻抗Zdc为直流侧等效负荷；La、Lb分别为变压器A、B相等效电抗；Uas、Ubs分别为变压器A、B相电压。由于直流侧不接地，且直流负载均接在正负极间，因此从正极流出的电流等于从负极流入的电流，即i1=i4。考虑到交流侧为三相对称系统，ia≠ib。可见在开关S1和S5导通前，开关两侧电流并不相等，因此在开关开合过程中，电路中将产生大量的高次谐波(与开关频率相关)。谐波电流进入交流侧，在电感中产生大量的高次谐波电压，使得变压器出口端电压波形畸变。由于滤波电感的作用，变压器出口电流高次谐波较小。谐波电流进入直流侧后，大部分被直流电容Cdc吸收，少量进入负荷端，造成直流电流纹波增加。另外，从图2可见，当S5闭合后直流负极线对地电压等于滤波器直流侧电压ub，当开关器件交替导通时，负极对地电压将在ua、ub、uc间快速切换，使得直流侧极对地电压波动较大，含有大量的高次谐波。

图2 S1、S5导通，直流不接地时的直流微网等效电路Fig.2 Equivalent circuit of the DC microgrid when S1, S5 are switched on, and DC side is ungrounded

1.2 直流极线经电阻接地

以负极线经电阻接地为例(仅考虑直流侧与交流侧共地的情况)，当S1、S5导通时基于两电平电压源型换流器的直流微网等效电路如图3所示。可见，当S5导通时，B相电源经接地电阻R形成回路，若接地电阻R阻值较小，将构成B相短路回路，在交流侧及直流侧接地支路产生较大的过电流，使得微网不能正常工作。若接地电阻R很大，流过接地电阻的电流非常小，使得i1≈i4，微网运行效果与不接地情况类似。

图3 S1、S5导通，直流负极线经电阻接地的直流微网等效电路Fig.3 Equivalent circuit of the DC microgrid when DC anode wire is grounded by resistance with S1, S5 switched on

1.3 直流电容中性点经电阻接地

采用直流电容中性点经电阻接地，当S1、S5导通时基于两电平电压源型换流器的直流微网等效电路如图4所示。此时直流正极流出的电流i1与负极流入的电流i4之间满足式(1)。

i1-i4=i5

(1)

式中i5为通过接地电阻流入大地的电流。

图4 S1、S5导通，直流电容中性点经电阻接地的直流微网等效电路Fig.4 Equivalent circuit of the DC microgrid when DC capacitance neutral is grounded by resistance with S1, S5 switched on

因此，接地支路为开关器件两端的不平衡电流提供了通路。当接地电阻R较小时，电容Cdc构成低通滤波器，使得直流侧极对地电压高频分量大大降低。电流高频分量在直流侧主要经电容器后流向大地，通过交流侧接地点组成闭合回路，因此直流侧电流纹波将显著减小。

若接地电阻R很大，流过接地电阻的电流i5将非常小，有i1≈i4，微网运行效果与不接地情况类似。

2 交流侧接地方式

考虑到我国低压交流配网均为直接接地系统，变压器低压侧可确定应采用直接接地方式。因此本章节主要讨论交流滤波器电容中性点的接地方式。从上节分析可见，由于交流侧变压器低压侧直接接地，滤波器电容中性点是否接地对直流侧电压谐波影响不大，因此本节主要针对交流侧谐波进行分析。

2.1 交流滤波器电容中性点不接地

2.1.1 直流侧不接地

交流滤波器电容中性点不接地，直流侧也不接地时，电流通路如图5所示(以S1、S5导通为例)，一部分电流通过相间滤波形成回路，另一部分回到变压器绕组。由于电压器阻抗及滤波电抗的作用，交流侧相电流高次谐波较小，滤波电容的存在也使得相间电压高次谐波较小，但相对地电压高次谐波含量较大。

图5 交流滤波器中性点不接地，直流侧不接地时的谐波电流通路Fig.5 Harmonic current path when the neutral point of AC filter and the DC side are both ungrounded

2.1.2 直流侧电容中性点接地

交流滤波器电容中性点不接地，直流侧电容中性点接地时，谐波电流通路如图6所示。

图6 交流滤波器中性点不接地，直流侧电容中性点接地时的谐波电流通路Fig.6 Harmonic current path when the neutral point of the AC filter is ungrounded and the neutral point of the capacitor on the DC side is grounded

不平衡电流经直流侧电容中线进入大地后经变压器回流。直流侧由于直流电容Cdc构成低通滤波器，使得直流侧输出电流和电压谐波均较少。交流侧缺乏对地滤波电容，因此交流侧变压器出口相电压及滤波器阀侧相电压高次谐波含量均较大。

2.2 交流滤波器电容中性点直接接地

2.2.1 直流侧不接地

交流滤波器电容中性点接地，直流侧不接地时，电流通路如图7所示。一部分电流通过相间滤波形成回路，一部分回到变压器绕组，还有一部分通过滤波电容中性点入地后经变压器接地点回流。因此，与交流滤波器中性点不接地相比，交流滤波器电容对地电压谐波含量显著降低，但变压器出口对地电压无显著改善。

图7 交流滤波器中性点接地，直流侧不接地时的谐波电流通路Fig.7 Harmonic current path when the neutral point of the AC filter is grounded and the DC side is ungrounded

2.2.2 直流侧电容中性点接地

交流滤波器电容中性点接地，直流侧电容中性点接地时，谐波电流通路如图8所示。不平衡谐波电流经直流侧电容中线进入大地后经交流滤波电容回流。可见谐波仅在交流滤波器与换流器直流出口电容之间流动，直流侧以及变压器侧均没有明显的高次谐波电流。因此，这种接地方式下，可将谐波限制在换流器内部，而不影响变压器低压侧继续接其他用电设备。

图8 交流滤波器中性点接地，直流侧电容中性点接地时的谐波电流通路Fig.8 Harmonic current path when the neutral point of both the AC filter and the capacitor on the DC side are all grounded

3 仿真验证

图9所示为基于两电平电压源型换流器直流微网的简化结构图，其中负荷1表示直接接于直流出口母线上的负荷，负荷2表示经电缆连接且需要DC/DC变换的负荷(如充电桩负荷、降压负荷等)。仿真中使用的参数如表1所示，仿真中设定VSC在0.1 s时刻启动触发脉冲，因此本文的仿真分析主要针对0.1 s以后的波形进行分析，仿真中设定VSC的开关频率为8 000 Hz。

图9 基于两电平电压源型换流器的直流微网Fig.9 A DC microgrid based on two-level voltage source converter

3.1 交流滤波器不接地直流侧不接地

当交流滤波器不接地且直流侧不接地时，交直流侧电压和电流波形分别如图10—11所示。可见，由于交流滤波器及变压器漏抗的原因，交流侧线电压及相电流高次谐波含量都较小，但相电压高次谐波含量较大，与2.1.1节的理论分析结论相符。直流侧由于有极间电容的影响，母线极间电压纹波较小，但极对地电压含有大量的高次谐波，且谐波幅值较大，造成极对地电压飘移，提高了设备对地绝缘的要求。另外，直流侧出口电流纹波较大。对于经电缆连接的负荷，由于电缆对地电容较大，因此，负载端的电流及对地电压谐波均较直流出口侧有较大改善。

表1 仿真参数设置Tab.1 Simulation parameter Settings

图10 变压器出口电压和电流波形(交流滤波器不接地，直流侧不接地)Fig.10 Voltage and current waveforms at transformer outlet (DC side and AC filter are both ungrounded)

3.2 交流滤波器中性点接地直流侧电容中性点不接地

当交流滤波器中性点接地且直流侧不接地时，仿真波形分别如图12—14所示。部分谐波通过交流滤波器中性点入地(见图14)，滤波电容的低通滤波性质，使得交流侧相电压高次谐波较交流滤波器不接地时，有明显改善(见图10和图12)，但增加了低次谐波。

图11 直流母线电压及直流侧电流波形(交流滤波器不接地，直流侧不接地)Fig.11 Waveforms of DC bus voltage and DC side current (AC filter and DC side are both ungrounded)

图12 变压器出口电压和电流波形(交流滤波器中性点接地，直流侧不接地)Fig.12 Voltage and current waveforms at transformer outlet (AC filter grounded at neutral point, DC side ungrounded)

图13 直流母线电压及直流侧电流波形(交流滤波器接地，直流侧不接地)Fig.13 Waveforms of DC bus voltage and DC side current (AC filter grounded, DC side ungrounded)

图14 交流滤波器中性点入地电流(交流滤波器中性点接地，直流侧不接地)Fig.14 Grounding current of AC filter at neutral point (AC filter grounded at neutral point, DC side ungrounded)

3.3 交流滤波器不接地直流侧电容中性点接地

当交流滤波器不接地直流侧电容中性点接地时，仿真波形分别如图15—17所示。直流侧不平衡谐波电流经电容器中性点入地，如图15所示，构成低通滤波回路，使得直流侧高频谐波大大降低，直流侧电压和电流纹波均很小，如图16所示。交流侧谐波电流经变压器中性点回流，经变压器漏抗产生较大的高频谐波电压，如图17所示。由于滤波电抗及电压器漏抗的滤波作用，变压器出口电流高次谐波较小。

图15 直流电容器中性点入地电流(交流滤波器不接地，直流侧电容中性点接地)Fig.15 Ground current of DC capacitance at neutral point (AC filter ungrounded, DC capacitance grounded at neutral point)

图16 直流母线电压及直流侧电流波形(交流滤波器不接地，直流侧电容中性点接地)Fig.16 DC bus voltage and DC side current waveform (AC filter ungrounded, DC capacitance grounded at neutral point)

图17 变压器出口电压和电流波形(交流滤波器不接地，直流侧电容中性点接地)Fig.17 Voltage and current waveforms at transformer outlet (AC filter ungrounded, DC capacitance grounded at neutral point)

3.4 交流滤波器中性点直流侧电容中性点均接地

当交流滤波器中性点、直流侧电容中性点均接地时，仿真波形分别如图18—20所示。直流侧不平衡谐波电流经电容器中性点入地，如图20所示，构成低通滤波回路，使得直流侧高频谐波大大降低，直流侧电压和电流纹波均很小，如图19所示。交流侧谐波电流经交流滤波器中性点回流，构成低通滤波器，使得滤波电容对地电压谐波大大减小，谐波电压在VSC内部被解决。因此，变压器出口相电压和相电流均不会出现明显的高次谐波，如图18所示。与上述第2.2.2节的理论分析结论相符。

图18 直流电容器中性点入地电流(交流滤波器中性点、直流侧电容中性点均接地)Fig.18 Grounding current of DC capacitance at neutral point (AC filter and DC capacitance are both grounded at their neutral points)

图19 直流母线电压及直流侧电流波形(交流滤波器中性点、直流侧电容中性点均接地)Fig.19 Waveforms of DC bus voltage and DC side current (AC filter and DC capacitance are both grounded at their neutral points)

3.5 直流侧负极线接地

当直流侧与交流侧共地，直流侧负极线直接接地时，相当于直流侧负极与交流电源中性点直接相连，构成不控整流电路，VSC触发脉冲失效，其仿真结果如图21—22所示，直流微网不能正常工作。

图20 变压器出口电压和电流波形(交流滤波器中性点、直流侧电容中性点均接地)Fig.20 DC capacitance neutral ground current (the neutral point of both the AC filter and the DC capacitance are grounded)

图21 变压器出口电压和电流波形(直流侧负极线接地)Fig.21 Voltage and current waveforms at transformer outlet (DC negative line is grounded)

图22 直流母线电压波形(直流侧负极线接地)Fig.22 DC bus voltage and DC side current waveforms (DC negative line is grounded)

3.6 谐波分析

以交流滤波器电容中性点不接地、直流侧不接地为例，图23给出了直流母线负极对地电压的频谱图。可见谐波分量主要集中在nk频率附近，其中n为1、2、3等整数，k为开关频率，尤其在n=1即8 000 Hz的谐波最大。

图23 直流负极对地电压频谱图(交流滤波器不接地，直流侧不接地)Fig.23 Spectrum of DC negative voltage to earth (DC side and AC filter are both ungrounded)

若以8 000 Hz的谐波作为直流极对地电压的交流分量，直流极对地电压的纹波系数Xrms如式(2)所示。

Xrms=Urms/Udc

(2)

式中：Udc为极对地电压平均值；Urms为极对地电压交流分量的有效值。可计算出各种接地方式下直流极对地电压的纹波系数、直流母线电流纹波系数(与直流极对地电压的纹波系数计算方式类似)、以及变压器出口端电压总谐波畸变率如表2所示。可见直流侧不接地时，直流侧极对地电压及直流母线电流纹波均较大；交流滤波器电容中性点接地时，交流侧电压谐波较小，且各种接地方式下交流侧谐波总畸变率都远低于电网要求值。

表2 各种接地方式下的谐波比较Tab.2 Comparison of harmonics under various grounding methods

4 结论

本文采用理论分析和仿真验证相结合，从交直流侧电压和电流谐波的角度，分析了基于两电平电压源型换流器直流微网的接地方式，得到以下结论。

1) 直流侧采用电容器中性点经小电阻接地或者直接接地时，直流侧极对地电压及极线出口电流谐波较小；

2) 直流侧电容接地、交流侧采用LCL滤波器滤波电容中性点不接地时，变压器出口相电压谐波总畸变率较大；

3) 直流侧与交流侧共地时，直流侧不能采用单极接地方式，否则直流微网将无法正常运行。

因此，从微网谐波的角度考虑，本文建议基于两电平电压源型换流器的直流微网，直流侧采用电容器中性点经小电阻接地或者直接接地，交流侧采用LCL滤波器，并且滤波电容中性点经小电阻接地或者直接接地。然而，直流微网的接地设计，除了要考虑谐波外，还应结合保护配置、运行可靠性以及运行人员安全等多方面综合考虑。下一步的工作将主要围绕上述问题开展，以得出更全面考虑的适用于工程设计的直流微网接地方案。