升压型PFC 调制器的低谐波失真设计

姚 嵩，侯俊芳

(天津轻工职业技术学院电子信息与自动化学院，天津 300350)

电源系统的功率因子(PF:Power Factor)定义为系统实际功率(Pr)和系统视在功率(Pa)的比值，如式(1)所示。

实际功率是瞬时电压和瞬时电流乘积的平均值；视在功率是均方根电压和均方根电流的乘积。如果电流和电压是同相的，那么功率因子FP＝1。功率因子也可以通过式(2)表征为电流总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)的函数，

式中:Kd是失真因子，满足Kd＝，Kθ表示输入电流与输入电压的相位关系。

国际标准，例如IEC-61000-3-2，对谐波失真限制提出明确的要求。为了满足国际标准的要求，减小输入电流的谐波分量，提高系统的功率因数，功率因数校正(PFC:Power Factor Correction)技术被广泛应用于各类电源系统。它通过修正电源系统的输入电流，使输入电流近似于与输入电压同相的正弦电流，提高从交流源中获得的实际功率，从而降低电流总谐波失真，提升系统工作效率[1]。

升压型PFC 调制器是主流的PFC 应用系统架构。固定开启时间(COT:Constant On Time)的控制方法[2]，是升压型PFC 调制器中一种普遍应用的控制方法，如图1 所示。它通过检测调制器输出电压，控制功率开关管的开启时间。在每个交流电压的周期下，功率开关管的开启时间是缓慢变化，甚至是不变的。典型的COT 控制方法工作在临界导通模式下，通过零电压开关操作，实现较高的系统效率。

图1 临界导通模式升压型PFC 调制器电路

本文首先简述传统COT 控制方法；然后提供一种设计方法，弥补传统COT 控制方法的不足；最后，文章针对输入滤波电容的电流变化，提供一种补偿方法，优化总谐波失真。所描述的控制方法，基于TSMC 工艺制程，在100 W 升压型PFC 调制器中实现。

1 架构分析和比较

1.1 传统COT 控制方法

传统COT 架构使电感电流的斜率在功率管开启时间内与输入电压成正比关系。图2 表示传统COT 的工作时序。在临界导通模式下，由于电感、功率管寄生电容和续流二极管的谐振，系统通过辅助绕组可以检测出谐振发生的时刻，实现过零检测并开启功率管。功率管开启时，电感电流接近于零。内部固定斜率的Vramp信号与Vcmp电压比较，决定功率管开启的时间。直到下一次过零检测发生后，开启下一个功率管的开关周期。

图2 传统COT 控制时序

根据图1 所示，电感峰值电流Ipk可以表示为式(3)

式中:Vin为输入电压；ton为固定开启时间。

输入电流可以近似于电感电流的一半[3]。如式(4)所示。在固定开启时间ton的条件下，输入电流和输入电压表现出良好的线性关系。因此，调制器会表现为FP＝1 的理想功率因子，并且没有失真现象。但是，由于寄生元件的存在，谐振过程中电感会向功率管寄生电容Coss充电，实际的电感电流IL如图2 所示，在时间tzero区域存在负向电流INEG。所以，输入电流需要在式(4)的基础上叠加负向电流INEG的平均值，表示为

式中:时间tzero表征谐振的半个周期；ωr表征谐振角频率，满足

负向电流的出现使输入电流和输入电压之间的线性关系存在偏差，在系统中引入总谐波失真[4-5]。

整理式(5)可以得到，在固定开启时间的控制下，输入电流和输入电压的线性关系失真表现在式(6)中的第三项和第四项。在输出电压恒定的情况下，式(6)第三项是恒定值，是引起失真的主要项[6]；而第四项引起的失真是输入电流和输入电压之间的线性关系受到占空比D变化的调制，表现为输入电流和输入电压的平方关系:

1.2 μCOT 控制方法

μCOT 控制方法是对负向电流进行补偿的一种方法。根据式(6)的描述，μCOT 控制方法在环路中加入固定补偿电流值Icmp，在保证开启时间恒定的基础上，消除项引起的失真。若补偿电流值Icmp等于失真项INEG，则输入电流和输入电压表现完美的线性关系。由于失真项INEG中存在受占空比D影响的因子，所以补偿后的结果，仍存在一定程度的失真。对比不同的输入电压Vin，相同开启时间ton下，高压输入时输入电流对时间的积分面积，比低压输入时输入电流对时间的积分面积更大。因此，引入相同的补偿电流值Icmp，其影响在低压输入时候的作用表现得更为明显。图3(a)和图3(b)对比表示传统COT 控制方法和μCOT 控制方法的差异。μCOT 控制方法在传统COT 控制方法基础上，通过ZCD 电压和内部阈值电压Vth比较，延迟固定斜率的Vramp信号的产生，增大有效固定ton，从而增大输入电流以补偿负向电流的影响。图3(c)给出μCOT 控制方法关键点工作波形。

图3 μCOT 控制方法与传统COT 控制方法的对比

1.3 μC.COT 控制方法

为降低电磁干扰，升压型PFC 调制器通常在输入整流桥之后增加滤波电容Cin。增加的容性阻抗改变输入电流的组成，输入电流由电感电流和电容电流ICin两部分组成。电感电流如μCOT 控制方法描述，与输入电压Vin存在近似线性的关系；电容电流由公式(7)可得

式中:Vin，ac表示输入交流电压；Vac，pk表示输入交流电压峰值。式中电容电流与输入电压存在90°相移，使调制器的系统失真严重恶化，如图4 所示。输入电压越高，电容电流所占比重越大，引起的相移也越大，系统的总谐波失真也越严重。在工频周期内，将电容电流作线性近似，通过增加线性变化的补偿电流可以改善谐波失真[6]。

图4 滤波电容电流对输入电流的影响

基于μCOT 控制方法，改变补偿电流Icmp产生电路中的阈值电压Vth，使其在工频周期内线性增大，以补偿电容电流引起的失真。改善后的Vramp信号产生电路如图5 所示。首先，在每个开关导通时间结束前对ZCD 信号采样峰值产生ZCD_sample 信号，该信号与内部阈值电压Vth比较，判断允许固定电流Iref对电容C1充电。这个阈值电压的选取，要满足在每一个工频周期内，电容上的电压Vth_td都从零开始上升。电压Vth_td作为原μCOT 控制方法中延迟时间的产生阈值电压。

图5 μC.COT 控制方法中Vramp信号产生电路

因此，在每一个工频周期内，有效固定开启时间ton都包含着一个随工频时间增大的延迟时间，也就是说，电感电流中补偿有一个随工频时间增大的补偿电流Icmp。补偿电流Icmp不但对图2 中的负向电流进行补偿，而且对图4 中的输入电容的充放电电流进行补偿。

基于图3 和图5 的描述，设计功率100 W、输出400 V 的升压型PFC 调制器，系统使用电感感量700 μH、输入电容940 nF，以及输出电容47 μF。仿真比较三种控制方式下的THD 结果，如表1 所示。其中，THD1 为传统COT 控制方法，THD2 为μCOT控制方法，THD3 为μC.COT 控制方法。在μC.COT控制方法中，低压90 V 和150 V 情况，采用μCOT控制方法，避免ZCD 检测偏差引起电流缺相。

表1 对比三种COT 控制方法下，升压型PFC调制器THD 值仿真结果

采用TSMC 0.5 μm 工艺制程，根据μCOT 控制方法和μC.COT 控制方法，分别设计芯片。对比测试THD 结果如表2 所示。

表2 对比μCOT 控制方法与μC.COT 控制方法下，升压型PFC 调制器THD 值测试结果

2 结论

μC.COT 控制方法在升压型PFC 调制器中，在满足功率因子值大于95%的情况下，对降低THD 的作用表现明显。μC.COT 控制方法在补偿电感负向电流的同时，将系统输入电容的充放电电流对输入电流的相移影响，也进行补偿。基于TSMC 制程下实现的控制芯片，测试在高压264 V 时THD 值仅为4.7%。