分散控制系统小功率电源模块的低成本设计

牛其磊， 张卫东

(1.上海交通大学 电子信息与电气工程学院, 上海 200240；2.上海自动化仪表有限公司，上海 200401)

0 引 言

分散控制系统(distributed control system，DCS)具有自动控制和智能调节等功能。但由于系统结构复杂，因此对于电源系统要求也更为严苛。在日益激烈的竞争环境下，DCS厂商不仅要求电源能适应严苛的工况，更追求电源系统的高效率、高可靠性与低成本[1]。目前市面上销售的模块化的电源不仅价格昂贵，而且难以同时满足分散控制系统多模块不同的供电需求，往往需要设计多个电源模块拓扑才能实现功能，在增加模块复杂度的同时也降低了模块的可靠性，一旦损坏，往往意味着需要整套更换。本文基于UC3843设计了非对称式电压输出供电系统，效率高达82.29%，具有较小的纹波，同时降低了成本，可以同时满足DCS各个功能模块的要求。

1 电源设计需求分析

分散控制系统一般使用24 V±10%电源模块作为系统输入供电电源，而其中不同的功能模块则对应着不同的电源需求。由于DCS各功能模块功耗一般不大，因此采用小功率电源模块即可满足需求。表1为分散控制系统电源需求分析表。

表1 分散控制系统电源需求分析

2 基于UC3843的电源设计

2.1 电路构成与原理

电路结构框如图1所示，主要由脉宽调制、MOS驱动、电压变换、输出调节及反馈环路等组成。主要以UC 3843 B芯片为PWM调节器，结合负反馈电路稳定变压器次级输出。

图1 电源电路结构框图

单端反激结构由MOS管Q、电压变换模块及输出调节模块组成[2]。MOS管的G极由UC 3843控制，当G极为高时Q打开，为低时Q截止。Q打开时，电流由原边电感线圈流过，副边整流二极管的存在使得能量可以保存在变压器的原边[3]；Q关闭时，原边电感无电流，变压器所有电压调换方向，副边二极管正向导通，原边电感上的能量感应到副边电感线圈，并经过次级整流二极管整流、电容电感构成的滤波平滑电路后得到稳定输出。

2.2 高频电压变换器设计

本文基于AP法[4]选择电压变换器磁芯，AP法公式为：

(1)

式中:Ae为磁芯截面积；Aw为磁芯窗口面积；η为效率，η取80%；Ku为窗口利用系数，取0.3；Po为输出功率，Po取11 W；J为电流密度，J取200 A/cm2；Dmax为最大占空比，Dmax取0.36；Bm为工作磁感应强度，Bm取0.2 T；f为工作频率，f取172 kHz；Kj为铁芯间隙系数，Kj取1。代入式(1)，得AP=0.333 ，考虑到漏磁等因素，查表选择磁芯型号为EPC13，Ae=12.5 mm2。

根据设计需求，最小输入电压Uimin为21.6 V，开关周期T=5.814 μs，则开关管最大导通时间ton max=2.093 μs。电压变换器断续工作，初次级匝数比[5]由下式判断：

(2)

一次侧参数电流峰值[6]为：

(3)

而一次侧电感Lp又同时满足以下公式：

(4)

则一次侧匝数[7]：

(5)

二次侧匝数：

(6)

代入参数求取一次侧匝数与二次侧匝数及初级电感量等参数。对各参数取整，最终得到所设计电压变换器如图2所示。

图2 电压变换器示意图

2.3 PWM调节模块设计

PWM调节模块的设计如图3所示。UC 3843是一种电流控制的PWM控制芯片[8]。它可以直接驱动功率开关管工作。24 V 模块电压经过输入滤波，再经过MOS管的导通关断及电压变换器的降压，变成高频率的脉冲波形，然后经过次级的二极管整流与电容电感滤波后产生稳定的输出。UC 3843驱动的PWM信号根据负反馈来调节脉宽，进而控制MOS的开关时间，实现闭环负反馈调节。

图3 驱动电路设计

PWM的调节频率由RC定时电路决定，选取RT为10 kΩ，CT为1 000 pF，则PWM频率为：

(7)

MOS管开关瞬间，尖峰和感应电压在初级线圈上会有比较明显的表现，它们和直流部分一块加到MOS管的D极，极易损坏MOS管。因此设计了由电阻R1、电容C1与二极管D1组成的漏极钳位保护电路，以此吸收尖峰，保证MOS管的安全。

2.4 输出调节模块设计

该模块主要是将电压变换器次级的电平变换为单向电平并平滑处理。这里选择整流二极管型号为US1D，其最大恢复时间为50 ns，由于PWM频率为172 kHz，因此可以满足电源要求。滤波采用两级滤波形式，第一级滤波电容位于整流二极管后端，按式(8)[9]计算：

(8)

式中:Io为额定电流;Dmin为输入电压较高且负载较轻时的最小占空比(取0.1);Upp为最大的输出电压纹波峰峰值。代入参数计算之后再结合阈值选取各输出电压滤波电容。

第二级滤波采用LC结构，将大的输出纹波再次滤除，根据电压越高电感越大的原则并结合经验选取各电感、电容,如图4所示。两级滤波均采用高频低阻的电解电容。为进一步滤除较小的纹波，每路电压输出前再加入0.1 μF陶瓷电容进行滤波。

图4 整流滤波电路设计

2.5 反馈环路设计

图5为反馈环路设计。将MOS管的漏源极间电流流过1 Ω电阻，再进行高频滤波作为UC 3843的电流反馈引脚输入，实现MOS管的电流负反馈。

图5 反馈环路设计

电压反馈模块由光耦、TL431A以及电阻采样组成。+5 V电压由两个1 kΩ精密电阻进行分压采样，而后控制TL431A的输出。副边线圈Nb上的电压为光耦供电。输出如果下降，则反映到TL431A的稳压值下降，进而光耦内部的光电三极管电流变大，反馈值也相应变大，进一步与UC 3843内部的基准电压进行比较，然后由误差比较放大器放大，对应的误差由电流检测比较器比较。再由UC 3843控制PWM脉宽变宽，MOS管打开时间延长，副边电压变大，完成负反馈调节，反之亦然。

3 试验测试及分析

使用电阻模拟现场负载，测试各路输出电压性能，得到如表2所示的结果。

表2 分散控制系统电源性能测试结果

使用示波器测量功率开关管G极和D极波形分别如图6和图7所示。反馈环路的+5 V输出电压纹波如图8所示。可以看出，实测PWM调节频率为153.0 kHz，漏极上升沿陡峭，未达到变压器的饱和区，符合设计要求。+5 V输出纹波约为80 mV，各路输出精度、功率和效率均满足设计指标要求，可以为分散控制系统各功能模块供电。相较于DC/DC方案构成的电源系统，本文设计的分散控制系统电源模块成本降低30%。

图6 功率开关管栅极波形

图7 功率开关管漏极波形

图8 +5 V输出电压波形

4 结束语

本文基于单端反激拓扑结构设计了小功率的分散控制系统低成本电源模块，从稳定输出电压、减小电源纹波、提高电源效率、降低电源功耗与成本等多个角度设计了电源电路。通过试验验证了所设计电源模块的性能指标。与传统的集成式DC/DC电压变换芯片构成的供电系统相比，该电源模块结构更为灵活，结构更加简化，在满足分散控制系统多样的电源需求的同时也降低了系统成本，提高了产品可维修性，可进一步推广应用到其他小功率电源变换领域。