基于偏振调制器并联产生16倍频毫米波的研究

刘晓蕊，陈新桥，狄 晗，吕朝辉

(中国传媒大学 信息与通信工程学院，北京 100024)

0 引 言

毫米波为第五代移动通信网络(5th Generation mobile networks， 5G)提供了宽频带，其将处理每秒数十千兆比特的峰值吞吐量，并且在Atacama大型毫米波阵列、毫米波成像、无线电超光纤系统和太赫兹应用等领域得到了广泛应用[1]。由于不受电子模块和元器件频率响应的限制，利用光学手段产生的毫米波信号具有更高的频率、更大的带宽和频率可调范围。因此，利用光子技术产生毫米波是近年来备受关注的问题。

基于马赫-曾德尔光调制器的光毫米波信号产生方案已经有了大量研究[2-3]。与采用马赫-曾德尔光调制器的方案相比，采用偏振调制器(Polarization Modulator，PolM)产生高倍频毫米波的方案不需要直流偏置，系统更为稳定。文献[4]提出了用级联PolM产生8倍频毫米波的方案；文献[5]提出了级联双平行偏振调制器(Dual-Parallel Polarization Modulator，DP-PolM)产生16倍频毫米波的方案，方案的射频杂散抑制比(Radio Frequency Stray Suppression Ratio，RFSSR)为37 dB；文献[6]提出了用并联PolM产生16倍频毫米波的方法，RFSSR为36 dB，两种方案的抑制比均不高。

本文提出一种基于4个PolM并联产生16倍频毫米波的方案，并进行了理论分析与仿真验证。

1 原理分析

图1所示为采用4个PolM并联方式产生16倍频毫米波的结构框图。由连续波激光器发出的光载波经过偏振控制器后，输出偏振方向与PolMx轴夹角为θ1的线偏振光，该束线偏振光经一个1×4光分束器分成4路光信号，分别输入到4个并联的PolM中。调制后的4路光信号经过偏振角为θ2的检偏器输出，通过一个4×1合波器合成一路光信号，在光接收机的光电探测器中，经过光/电转换实现光边带信号的拍频，生成16倍频射频(Radio Frequency，RF)信号。如图1所示，编号为1～4的检偏器输出的光信号边带图分别标注在a～d点处，4个检偏器输出的合成光信号的边带图标注在e点处。

图1 PolM产生16倍频毫米波示意图

在图1中，设激光器产生的光载波为Ein(t)=Ecexp(jωct)，式中：Ec和ωc分别为光载波幅度和频率；j为虚数单位；t为时间变量。加载在编号为1～4的PolM上的RF信号相位分别为0、π/4、π/2和3π/4。偏振控制器引入的偏振夹角θ1=π/4。编号为i的PolM(i取1～4)输出为

式中：Eix和Eiy分别为PolM的上、下臂信号；m=πVRF/Vπ为PolM的调制指数，式中，Vπ为半波电压，VRF为驱动电压的振幅；ωRF为RF信号角频率；φi=(i-1)π/4为加载在编号为i的PolM上的RF信号相位。

从各PolM输出的信号进入检偏器中，检偏角为θ2=π/4，则其输出信号为

由式(2)可知，检偏器的输出光信号已经从相位调制信号转换为强度调制信号，其中幅度调制因子为cos{mcos[ωRFt+(i-1)π/4]}。

应用Jacobi-Anger公式，将式(2)展开，得到

式中，J2n(m)为第一类2n阶贝塞尔函数。4个PolM并联后输出的合成光场为

由式(4)可知，合成的光场中除了有载波分量外，还有8n(n≥1,n为整数)阶的光边带信号，要抑制光载波就要使J0(m)为零。图2所示为0、8和16阶第一类贝塞尔函数曲线图。由图可知，J0(m)的零点取值分别为2.404 8、5.520 1、8.653 5,…，当m取2.404 8时，还未产生所需8阶光边带；当m采用文献[6]中的5.520 1时，仿真中得到RF信号的RFSSR很高，但随激光器发射功率变化。这是因为当m=5.520 1时，理论上的杂波J16(5.520 1)为3.44×10-7，可以忽略不计，由理论公式推导出的RFSSR达到93 dB，而在仿真中，RFSSR为16阶RF信号相对于由噪声带来杂波的功率比，表现为RFSSR随绝对发射功率的增高而提升。最终选取m为8.653 5，J16(8.653 5)=2.29×10-4，RFSSR与发射功率无关，由后续给出理论推导和仿真数据验证其合理性。

图2 0、8和16阶第一类贝塞尔函数曲线图

工程上常采用光边带抑制比(Optical Sideband Suppression Ratio，OSSR)定量评价所产生的光边带信号纯度。根据OSSR的定义，OSSR为8阶与16阶光边带功率比值，可得到：

式中，J8(8.653 5)和J16(8.653 5)分别为m=8.653 5时第一类8阶和16阶贝塞尔函数值。从合波器输出的光信号在光接收机的光/电探测器处实现光电转换。根据光电探测器的平方率关系，忽略大于16ωRF的高阶光边带，从光电探测器输出的光电流为

式中，R为光电探测器的响应度。在本文所设计的产生16倍频RF信号的方案中，采用的是±8阶光边带在光电探测器上的拍频。实际上8n(n>1)阶光边带也会在光电探测器上拍频，由式(6)可知，光生毫米波信号中除了有需要的16ωRF信号外，还有8ωRF、24ωRF和32ωRF等杂散RF倍频信号。工程上常采用RFSSR来定量评价所生成毫米波信号的纯度。根据RFSSR的定义可得：

2 仿真实验

本文参照图1，采用OptiSystem光子模拟软件，搭建了基于4个PolM并联产生16倍频毫米波信号的仿真链路。系统中主要器件参数设置如下：连续激光器的中心频率为193.1 THz，线宽为10 MHz，输出功率为0 dBm；RF信号频率为10 GHz，幅度为2.754 5；光电探测器响应度为0.8 A/W，暗电流为10 nA。

图1中a～d标注分别是编号为1～4的检偏器输出端点，这些端点光信号的光谱图如图3所示。由图可知，各支路输出光信号中只有偶数光边带，没有光载波，且14阶以上的光边带幅度都很小。

图3 检偏器输出端光信号的光谱图

图4所示为合波器输出的合成光信号光谱图。由图可知，±8阶光边带为主要的边带，残留的高阶边带主要是±16阶光边带，其他大部分高阶光边带由于相位不同相互抵消。由图可知，OSSR为60 dB，与前面理论计算值61.72 dB相符。

图4 合成光信号的光谱图

图5所示为经过光电探测器拍频后得到的电信号频谱图。由图可知，在160 GHz处产生了16倍频RF信号，为所设计的16倍频毫米波信号；80 GHz处产生了的8倍频RF信号，为杂散信号。图中，RFSSR为53 dB，与前面理论计算值55.7 dB相符。

图5 光电探测器输出电信号频谱图

在研究RF信号相位偏移对所产生的16倍频毫米波信号的影响时，选取第1个PolM作为研究对象，其初始相位理论值为0 °，对该值偏差±5 °进行扫参，得到相位偏移与抑制比的关系曲线，如图6所示。由图可知，当相位偏离达到±1 °时，所产生的毫米波质量显著下降，OSSR由63 dB下降到了32 dB，RFSSR由53 dB下降到了25 dB。这是因为当驱动RF源的初始相位偏离理论值时，不同的光边带不能完全抵消，造成杂波功率大幅增加，抑制比降低。当相位偏离在4 °以内时，信号的OSSR可以保持在20 dB以上，RFSSR保持在12 dB以上。

图6 相位偏移与抑制比的关系

PolM的调制指数偏离理论值时，产生信号的抑制比也急剧下降。调制指数m理论值为8.653 5，对其从8.50～8.80进行扫参，得到m与抑制比变化的关系曲线，如图7所示。由图可知，当m偏离理想值达到±0.031 4时，OSSR从63 dB退化到31 dB，RFSSR从53 dB退化到24 dB。这是因为，当m偏离8.653 5时，J0(m)不为0，带来杂波功率增加，抑制比降低；当m偏离在0.942以内时，信号的OSSR可以保持在20 dB以上，RFSSR保持在13 dB以上。

图7 调制指数与抑制比的关系

3 结束语

本文提出了一种利用4个PolM并联产生16倍频毫米波信号的方案。理论分析了合成光信号中OSSR和产生16倍频毫米波信号中的RFSSR的值分别为61.72和55.70 dB。根据所提方案，采用OptiSystem光子模拟软件，设计了一个16倍频毫米波产生的仿真实验，实验获得的合成光信号的OSSR和产生的16倍频毫米波信号的RFSSR的值分别为60和53 dB，与理论值相符，验证了所提方案的可行性。系统中的RF信号相位偏移和PolM的调制指数是影响所产生16倍频毫米波性能的重要因素。实验仿真了它们偏离理论设计值时对产生的信号抑制比的影响。文本所提的16倍频毫米波产生方案具有结构简单、调节容易、无光滤器和RFSSR高等优点，在光载毫米波系统中具有广泛的应用前景。