一种考虑中点平衡的ANPC变换器的混合断续脉冲宽度调制策略

徐志远，朝泽云，程 华 ，陈昌松，段善旭

（1.华中科技大学电气与电子工程学院强电磁工程与新技术国家重点实验室，武汉 430074;2.中国舰船研究设计中心，武汉 430064）

连续脉冲宽度调制开关管以其载波频率动作，因此在电流较大的情况下开关管损耗较大。而断续脉冲宽度调制DPWM（discontinuous pulse width modulation）在每个开关周期有一相开关不动作，从而其等效开关频率为连续脉冲宽度调制的2/3，根据不同的钳位方式，可以将DPWM分为DPWMMAX、DPWMMIN、DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM0 及其多种改进方式。不同的DPWM方式，调制波钳位区间不同，在钳位区间的电流不同，因此不同DPWM方式的效率有较大差别。较多文献对不同DPWM方式下开关损耗、输入电流纹波、THD（total harmonic distortion）、直流母线中点电压等方面进行了较为详细的分析，但是鲜有文献采用DPWM方式时，在中点电压平衡及开关次数两方面均能实现较好的效果。

文献[1]提出了采用一种每相均输出正、零、负3种电平的方式实现中点电位平衡，但此种调制方式开关次数过多，每个载波周期开关动作9次；文献[2]通过在空间矢量调制方式中，采用不同扇区注入不同零序分量的方式实现中点电位平衡和共模电压的抑制，本质上为空间矢量脉宽调制SVPWM（space vector pulse width modulation）和 DPWM 方式的切换，但是此种方法在调制比较高时，其中点平衡能力不足；文献[3]提出一种根据中点电压偏移进行零序注入的DPWM方式，其可以较好实现中点电位平衡，但在不同零序注入方式切换过程中会导致开关的动作；文献[4]提出采用虚拟空间矢量方法可以实现全功率因数范围内中点电压平衡，但是每个载波周期开关动作8次，因此会增大系统的开关损耗；文献[5]提出采用不同DPWM调制方式进行切换实现中点电压平衡，同时对开关序列进行优化，但是并未分析调制比较高时的调制策略；文献[6]采用不同DPWM调制方式进行切换实现中点电位平衡，但未对不同DPWM方式下开关序列进行优化；文献[7-8]提出采用多种钳位方式实现全功率因数及全调制比下中点电压平衡，但是未考虑不同钳位方式切换将增加开关动作；文献[9]采用DPWM调制策略使三相输入电流纹波有效值最小，但其并未解决中点平衡问题；文献[10-16]从调制策略入手，简化调制方法，解决中点平衡问题，但是都存在开关动作次数过多，或无法实现全范围中点平衡问题。

本文主要从ANPC（active neutral-point-domped）变换器DPWM方式实现中点电位平衡展开，分析采用2种DPWM方式实现中点电位平衡的机理，并对不同开关序列进行优化，通过对比实现最小开关损耗的开关序列，同时对开关频率进行分析。在全功率因数范围内，分析切换钳位方式方法的不平衡范围，并提出在较高调制比下实现中点电位平衡的方法。最后通过实验验证所提可实现中点电位平衡的断续调制方法的有效性。

1 ANPC变换器中点平衡的断续调制策略

ANPC变换器的拓扑结构如图1所示。图中，ua、ub、uc为输入的三相交流电压，La、Lb、Lc为三相输入电感，Cin1、Cin2为输出的直流母线电容。以a相桥臂为例，当桥臂上侧2只开关管导通时，输出高电平；当桥臂内侧2只开关管Q2、Q3或内侧任意3只开关管导通时输出零电平；当每相桥臂下侧2只开关管导通时输出负电平。

图1 ANPC变换器拓扑结构Fig.1 Topology of ANPC converter

DPWM是通过在每个扇区将某一相电路输出状态进行钳位得到，在不同扇区对小矢量的分配可以得到不同的DPWM方式，其中DPWM1为将三相调制波正负峰值进行钳位，此种方式为在单位功率因数下效率最高的调制方式，其开关损耗不到连续调制的50%[11]。图2为ANPC变换器钳位方式矢量图。

将不同DPWM方式总结如下，以第Ⅰ大扇区为例，在I-①小扇区中，A相可以钳位到P电平或C相钳位到N电平；在I-②小扇区，A相可以钳位到P电平或B相钳位到O电平或C相钳位到N电平；在I-③小扇区，可以将A相钳位到P、O电平或C相钳位到O、N电平或B相钳位到O电平；同理对于I-④，I-⑤，I-⑥小扇区，根据图 2可以分别将相应的相钳位到相应的电平。

图2 ANPC变换器钳位方式矢量图Fig.2 Vector diagram of ANPC converter in clamping mode

在所有DPWM方法中，由于每个开关周期内都没有成对的小矢量出现，因此，任何一种方式均会导致中点电压产生较大的3次基波频率波动，造成系统不稳定、开关管应力增大以及输入电流纹波增大等一系列问题。为此，本文采用2种DPWM切换的方式实现中点电位平衡，每种DPWM钳位方式如图3所示。

图3 实现中点平衡的2种钳位方式Fig.3 Two kinds of clamping modes to realize the neutral-point potential balance

以第I大扇区为例，其矢量分配情况如表1所示。表中，在I-③和3-④扇区，其注入中点的电流在2种钳位方式下相反，因此可以实现中点电流为0；在I-①与I-⑥扇区中，其存在相反电流，部分区域内也可以实现中点电位平衡；在I-②和I-⑤扇区中，存在两相电流相反，在扇区内部分区间实现中点电位平衡。因此通过检测中点电压偏移切换2种钳位方式即可实现中点电位平衡。

表1 三电平ANPC变换器第Ⅰ扇区矢量分配Tab.1 Vector allocation in the first sector of three-level ANPC converter

2 中点平衡效果及开关序列优化

2.1 开关频率分析

由于2种钳位方式可根据中点电位的偏移高频切换，将每一种调制方式在每个小扇区注入中点的电荷量进行求解。设调制比为m，三相电流对称，其功率因数角为φ，则标幺化的三相正弦调制波和三相电流可以表示为

在I-①扇区的矢量时序如图 4所示，图中Ta、Tb、Tc分别为 A、B、C 三相开关周期。

图4 第1种DPWM调制I-①扇区矢量时序图Fig.4 Vector timing diagram of I-①sector under the first DPWM strategy

根据伏秒平衡及有效矢量作用时间不变性[9]可以得到

进而可以解得每个矢量的作用时间为

根据每个矢量流入中点电流的大小及作用时间可以得到流入中点的电荷量，即

同理可以得到所有扇区流入中点的电荷量。假设在单位功率因数下，第1种钳位方式和第2种钳位方式流入中点的电荷量结果如图5（a）、（b）所示。

“针对我镇学校基础设施陈旧落后的现状，我们对全镇学校进行了总体科学论证规划，计划三年建设11处学校和5处独立幼儿园，今年先建五育小学、南魏小学等……”副镇长司镇东认真回答代表的提问。

图5 2种钳位方式流入中点电荷及其相应比值Fig.5 Charge flowing into the neutral-point in two clamping modes,and the corresponding proportion

假设几个连续的开关周期内电流不变，在单位功率因数下，将在相同扇区、相同调制矢量作用下2种钳位方式流入中点的电荷量作比，并将所得比值乘以-1，结果如图5（c）所示，其大于0的区域均能实现中点电位平衡，在第I大扇区的③④小扇区，采取2种钳位方式1∶1切换可实现中点电位平衡。对于其他4个扇区，在绝大部分区域2种钳位方式可以在几个开关周期内使得中点电荷平衡，而在调制比接近1.15时其中点电荷失去平衡能力，但此区域较小，因此在单位功率因数条件下，基本可以在全调制比范围内实现中点电位平衡。

2.2 开关序列优化

2种钳位方式开关序列如图6所示。部分扇区开关切换次数见表2。第1种调制方式对应开关序列1和2，第2种调制方式对应开关序列3和4。以矢量位于I-①扇区为例，如图6（a）所示，在第1种钳位方式和第2种钳位方式切换过程中，开关分别动作1次和3次，在功率较大的情况下，选用开关序列2-3的切换方式，开关仅动作一次，同时开关相为B相，此时B相电流较小，2种方式切换过程的开关损耗最小。在I-②扇区，如图6（b）所示，不同的开关动作次数分别为0、2、4次，因此选用开关序列2-3的切换方式可以使2种钳位方式切换过程中开关损耗为0。对于I-③扇区，如图6（c）所示，对比开关次数，其中开关序列1-4的开关切换方式不增加动作次数，切换开关损耗为0。同理，其他扇区的动作次数可参考扇区I-①、I-②、I-③得出。通过以上分析，2种调制方式仅在最外侧扇区存在开关切换过程，其他扇区通过优化开关序列均可实现零开关动作次数，因此可以显著减小开关损耗。

表2 部分扇区开关切换次数Tab.2 Switching times of partial sectors

图6 2种钳位方式开关序列Fig.6 Switching sequences in two clamping modes

3 非单位功率因数下中点平衡策略

3.1 非单位功率因数高调制比下调制策略

当变换器处于非单位功率因数的条件下，上述提出调制策略的中点电位平衡范围将缩小，中点电位平衡能力随功率因数的降低也会不断减小。图7给出了功率因数角φ分别为π/6、π/3、π/2条件下2种钳位方式流入中点电荷的比例。当比值大于0时，可以实现中点电位平衡；当比值小于0时，2种钳位方式流入中点电荷均为正或者均为负，此时不能实现中点电位的平衡。因此随着功率因数角的增大，实现中点电位平衡的区域缩小。

图7 不同功率因数角下中点平衡能力Fig.7 Capability of neutral-point balance under different power factorangles

0～π/3区间钳位方式如图8所示。当功率因数较低时，对于0～π/3大扇区，采用DPWM方式，其中一相开关被钳位，另外两相中一相开关动作2次，一相开关动作4次，根据中点电荷平衡理论可得

其中，式（6）为图8（a）中的钳位方式每个矢量作用时间，式（8）为图 8（b）中每个矢量作用时间。

以图8（a）中钳位方式为例对实现中点电位平衡机理分析，其对应矢量扇区为图 3（a）中三角形区域，由伏秒平衡可以获得三角形顶点3个有效矢量的作用时间，由式（7）可得中矢量作用时间为2个大矢量各自作用时间之和，因此将小矢量作用时间内流入中点电荷量与中矢量流入中点电荷量做等大反向，即可实现中点电位平衡。对于非单位功率因数条件下，其B相电流至少与A、C两相电流中的其一相反，因此对图8所示的2种方法进行选择即可实现上述非单位功率因数下不平衡区域的中点电位平衡。

图8 0～π/3区间钳位方式Fig.8 Clamping mode at the 0～π/3 interval

3.2 2种方式切换范围

图9 不同功率因数下互补中点平衡区域Fig.9 Complementary neutral-point balance region under different power factors

3.3 开关频率分析

根据上文分析的不同调制比和不同功率因数下中点平衡区域，以SVPWM方式每个开关周期开关动作6次为基准，前述Hybrid DPWM方式的等效开关频率如图10所示，图中，比值代表Hybrid DPWM方式与SVPWM方式开关动作次数之比。在保证中点电位平衡条件下，Hybrid DPWM方式的等效开关频率仅在φ=±π/2时与SVPWM方式的相同，而其他区域均有不同程度的减小。

图10 等效开关频率Fig.10 Equivalent switching frequency

4 实验验证

为了验证本文所提具有全范围中点电位平衡的调制策略，搭建了一套实验平台。该平台采用为ANPC双向拓扑结构和TI公司TMS28377S控制器，由于整流模态和逆变模态具有完整的对称性，故采用任意一种工作模式均可证明本文所提调制策略的有效性，本文实验均采用在整流方向下进行，交流侧输入点电压为110 V，直流侧输出电压分别为312、625 V，并与虚拟空间矢量脉宽调制VSVPWM（virtual space vector pulse width modulation）方式进行对比。

2种调制方式在稳态下的电流THD如图11所示，可见在三电平空间矢量内侧小三角形区域内的调制比下Hybrid DPWM方式比VSVPWM方式的THD略低，在高调制比下Hybrid DPWM方式的THD略高于VSVPWM方式。

图11 Hybrid DPWM、VSVPWM策略THD对比Fig.11 Comparison of THD between Hybrid DPWM and VSVPWM strategies

图12为φ=π/6和2π/5以及调制比m=0.5和1.0时，本文所提的Hybrid DPWM策略与VSVPWM策略的波形对比。可见，2种策略均可实现良好的中点电位平衡，但在每个开关周期内VSVPWM策略动作8次，Hybrid DPWM策略动作4～6次。

图 13为 φ=π/6和 2π/5、m=0.5和 1.0下的调制波形，不同调制比和功率因数角下动态恢复过程的时间如表3所示，可以得出Hybrid DPWM策略比VSVPWM具有更快的动态响应性能。

图12 不同调制策略下稳态波形Fig.12 Waveforms under different modulation strategies in steady state

图13 不平衡负载下中点恢复的动态过程波形Fig.13 Dynamic process waveforms of neutral-point recovery under unbalanced load

表3 不同工况下2种调制策略的动态响应时间Tab.3 Dynamic response time of two strategies under different working conditions

5 结语

针对DPWM策略下ANPC变换器的中点电压波动问题，本文提出了一种基于切换钳位的混合断续脉冲宽度调制策略。该方法能实现全调制比、全功率因数下ANPC变换器的中点电位平衡，同时减小开关动作次数以减少开关损耗；制作了ANPC变换器的原理样机，对Hybrid DPWM、VSVPWM的动稳态性能和中点电位平衡能力进行了实验对比，实验结果表明，本文所提混合断续脉冲宽度调制策略具有良好的动稳态性能和中点电位平衡能力。