基于LCLLC滤波的并网逆变器联合控制策略

徐 永，王海云，王维庆，曹 杰

(新疆大学 电气工程学院，新疆 乌鲁木齐 830047)

随着以光伏为代表的新能源在能源结构中占比的提高，并网逆变器作为新能源接入电网的核心器件，其性能对电能质量的影响越来越大.并网逆变器的滤波器性能和电流控制方式很大程度上影响注入电网的电能质量.文献[5]提出了一种新型的LCLLC滤波器，其为5阶的系统，与传统滤波器一样存在谐振尖峰，但能有效衰减高次谐波，其串联谐振支路能对特定频率的谐波进行抑制，具有很好的滤波效果.并网逆变器以网侧电流作为反馈量的直接电流控制为主要手段，既有自己的优点，也存在一些不足之处.文献[7]采用了以网侧电流为反馈量的比例积分(PI)控制策略，通过坐标变换，可对直流分量进行无静差跟踪，具有易操作、鲁棒性强等优点，缺点为无法对正弦信号进行跟踪.文献[8]给出了一种基于准比例谐振(QPR)控制的控制策略，可对特定频率的正弦信号进行无静差跟踪，消除了跟踪正弦信号时的稳态误差，具有优越的稳态和抗干扰性能，但不能于对逆变器的有功功率和无功功率进行独立控制.文献[9]采用加权电流控制法，且增加电容电流反馈环节，虽抑制了并网电流中的谐振，但降低了系统的降阶能力，增加了系统的复杂性.可见，目前的方法均存在一定的局限性，控制效果不是很好.鉴于此，该文提出一种改进的加权电流平均值反馈的联合控制策略，在外环将逆变侧的电流与网侧电流分别乘以对应的权重后相加作为反馈量，在内环将滤波电容电流与串联谐振电容电流之和作为反馈量，这样不仅降低了系统的阶数，而且提高了系统的稳定性.另外，将PI和QPR控制结合起来构成联合控制，该联合控制可有效降低并网电流的谐波量，提升并网电流的跟踪效果.

1 并网逆变器的拓扑结构

图1为并网逆变器主电路的拓扑结构，其中

U

，

I

，

I

分别是并网电压、并网电流、滤波器逆变侧的输入电流；

U

为新能源光伏的直流源电动势；

U

,

I

,

L

,

L

,

L

,

C

,

C

分别为滤波器逆变侧电压、并网电流、逆变侧电感、网侧电感、串联谐振支路的电感、串联谐振支路的电容、滤波电容.

图1 并网逆变器主电路的拓扑结构

由图1可知，LCLLC滤波器由LCL滤波器与LC串联谐振电路并联构成.将LC串联谐振支路的谐振频率设置为开关频率时，逆变侧输出电流中开关频率

f

附近的谐波阻抗为零，从而能降低整个并网电流的谐波含量，因此它比LCL型滤波器滤波效果更好.

根据LCLLC滤波器的拓扑结构，可知它的传递函数表达式为

(1)

图2为3种滤波器的bode图.由图2可知，LLCL滤波器在串联谐振频率处形成了一个负谐振峰，能消除特定频率的高次谐波，在低频段其衰减特性与LCL滤波器基本一致，但在高频段的衰减特性明显弱于LCL滤波器.LCLLC滤波器既能消除特定频率的谐波，又对高频谐波有良好的衰减性能.若把串联谐振频率设定为开关频率，LCLLC滤波器就可以有效降低并网电流中开关频率附近的谐波.

图2 3种不同滤波器的bode图

2 联合控制策略

图3 为加权电流平均值反馈的控制框图，其中

K

为脉宽调制系数，

G

为控制器的调制函数，

i

为给定的并网电流参考值，

i

为并网电流，

U

为电网电压.调制方式为空间矢量脉宽(SVPWM)调制.

图3 加权电流平均值反馈的控制框图

由图3可知，复合电流反馈量

i

的表达式为

i

=

ai

+(1-

a

)

i

.

(2)

权重系数的计算公式为

(3)

网侧电流

i

和逆变侧电流

i

与逆变器输出电压

U

的传递函数表达式分别为

(4)

(5)

复合电流

i

与逆变器输出电压

U

的传递函数表达式为

(6)

由式(6)可知，加权电流平均值反馈的系统阶数由5阶降为1阶，使系统不存在谐振问题.复合电流

i

与并网电流

i

的传递函数表达式为

(7)

由式(7)可知，整个系统虽然不存在谐振，但并网电流极易发生谐振，而谐振尖峰会引起并网电流畸变，影响电能质量.增加电容电流反馈控制，可以增加系统阻尼，从而抑制谐振.引入电容电流内环反馈后，系统不能降阶，因此需要在外环反馈电流中加入电流补偿修正环节，使系统降阶.改进后的控制框图如图4所示.

图4 改进后的控制框图

由图4可知，电容电流反馈的是滤波电容电流和谐振电容电流之和，因此将这种策略称为等效电容电流反馈的有源阻尼控制策略.该策略既可减少传感器的数量，又可节约成本，因此用网侧电流反馈量减去逆变侧电流反馈量就是内环反馈控制量.此时复合电流

i

和并网电流

i

与逆变器输出电压

U

的传递函数表达式分别为

(8)

(9)

其中：

K

为阻尼系数；

G

为电流补偿环节的传递函数，其表达式为

(10)

降阶后网侧电流

i

与复合电流

i

的传递函数表达式为

(11)

根据网侧电流

i

与复合电流

i

的传递函数，利用Matlab/Simulink软件画出如图5所示的网侧电流与复合电流的传递函数改进前后的对比图.

图5 网侧电流与复合电流传递函数改进前后的对比

由图5可知：加入电容电流反馈及电流补偿环节后，从谐振抑制效果看,对两个谐振尖峰均有很好的抑制，尤其是第1个谐振尖峰得到了明显的抑制，基本没有凸起或凸起很小；从基波稳态误差的角度看,加入前后基波频率的幅值几乎没有发生变化.因此，在原来的基础上增加等效电容电流反馈的有源阻尼控制策略，可有效抑制谐振.

等效电容电流反馈有源阻尼控制采用的是比例控制，其阻尼系数

K

为内环反馈系数，

K

的大小影响系统的动态响应性能及并网电流的质量.因此，在保证系统其他参数不变的情况下，观察

K

对并网电流谐振峰抑制和稳定裕度的影响，从而确定合适的

K

.图6为不同

K

对并网电流谐振峰的影响.由图6可知，

K

过大时会影响系统的稳定裕度，过小时对谐振峰的抑制作用又不明显，所以综合考虑取

K

=6.

图6 不同的K对并网电流谐振峰的影响

在电流跟踪控制环节，采用PI联合QPR的控制方法.PI控制可对直流分量进行无静差跟踪，而QPR控制可对特定频率的交流分量进行无静差跟踪.

PI控制的传递函数表达式为

(12)

其中：

k

为比例系数，

k

为积分系数.

QPR控制的传递函数表达式为

(13)

其中：

ω

为基波的角速度，

ω

为谐振控制器的带宽，

k

为基波频率处的增益.

联合控制的传递函数为

(14)

选取的联合控制参数为：

k

=1.2，

k

=300，

k

=30，

ω

=π rad·s，

ω

=100π rad·s.

3 仿真分析

为了证明该文所提策略的可行性，利用Matlab/Simulink软件搭建了并网逆变器的仿真模型，仿真参数如表1所示.

表1 仿真参数

图7 为并网电流电压及功率因数波形.由图7(a)可知，并网电流与电压达到了同频同相的并网要求.由图7(b)可知，功率因数在很短时间就达到稳定，且由局部放大图可知功率因数达到了0.998以上，可见有较好的电能质量.

图7 并网电流电压波形(a)和功率因数波形(b)

图8为联合控制下并网逆变器动态响应特性.由图8(a)可知，当参考电流由40 A降至20 A再升至40 A的过程中，并网逆变器输出的并网电流能快速调整并经约0.01 s后重新稳定于新的电流值.由图8(b)可知，当并网电流发生变化时，有功功率也跟随变化，但无功功率基本保持不变，可见实现了对并网电流的无静差跟踪.

图8 联合控制下并网逆变器动态响应特性

图9为不同控制策略下并网电流的频谱，其中联合控制、QPR控制的50 Hz基波幅值的峰值分别为39.41, 38.62 A.由图9可知，联合控制策略并网电流的总谐波含量要比QPR控制的小1.36%.

图9 不同控制策略下并网电流的频谱

图10为QPR控制下并网逆变器的动态响应.由图10可知，参考电流指令突变时,并网电流在经过约0.02 s后重新稳定.与图8(a)对比发现，并网逆变器运行初期，QPR控制下电流跟踪速度比该文的联合控制的电流跟踪速度慢.因此，联合控制的并网电流比单一QPR控制的具有更好的波形质量，且电流跟踪速度更快、误差更小.

图10 QPR控制下并网逆变器的动态响应

4 结束语

以LCLLC滤波器为基础，该文提出了一种改进的加权电流平均值反馈的联合控制策略.这种改进后的控制策略解决了并网电流中存在的谐振问题，提高了并网电流的质量，保持了并网逆变器的降阶特性，降低了控制系统的复杂性，使并网逆变器具有良好的无静差跟踪及动态响应性能.