基于时域变换的多路径干扰检测技术研究

李晨阳，刘洪艳,2，关 莹，徐晓波，高 宗

（1.北京航天长征飞行器研究所，北京，100076；2.试验物理与计算数学国家级重点实验室，北京，100076）

0 引 言

再入飞行器舱内微波测距系统的信号传输链路难以避免微波泄漏时，会在舱内形成多路径反射微波干扰信号[1]。由于干扰信号与发射机本振信号具有相同的信号特征，当干扰信号的强度达到甚至超过接收机信号处理电路门限时，微波测距系统便会产生性能下降乃至失效。开展基于时域变换的多路径干扰检测技术研究，可以识别信号传输链路中的多路径干扰并对其强度进行定量分析，便于制定有效地干扰抑制措施。

1 多路径干扰的形成与影响

电磁干扰[2]故障包括3 个方面，分别为干扰源、敏感体和干扰路径。再入飞行器微波测距系统的电磁干扰故障敏感体为收发处理装置，干扰源应为系统所泄漏出的微波信号。泄漏源分析如图1 所示。

图1 微波测距系统泄漏源分析示意Fig.1 Analysis of Leakage Source of Microwave Ranging System

干扰路径一般可分为前门耦合（指通过天线进行耦合）和后门耦合（指通过线缆、屏蔽体孔缝进行耦合）[3]。一般情况下，射频电缆、连接器的屏蔽效能都在100 dB 以上，而屏蔽体的导电不连续性（即屏蔽体上存在的孔洞、缝隙）则会导致屏蔽效能的降低。通常认为，在高频时，屏蔽效能主要取决于产品壳体上或天线安装口面处的孔洞和缝隙的大小。当微波入射到屏蔽体上时，会在屏蔽体上感应出电流。如果屏蔽体上有导电不连续点，例如：一个缝隙，就会在缝隙边缘形成电压，于是就形成了一个电偶极子天线，当N个尺寸相同的孔缝排列在一起，并且相距很近时，孔缝阵列的屏蔽效能会大大下降（理论数值为10×logN）。孔缝泄漏原理示意如图2 所示。

图2 孔缝泄漏原理示意Fig.2 Schematic Diagram of Hole Leakage Principle

图3 为使用“波门等代法”的微波脉冲测距系统。

图3 等待波门原理示意Fig.3 Schematic Diagram of Waiting Wave Gate Principle

被目标反射回来的脉冲信号前沿与发射脉冲前沿之间的延迟时间为 tR[4]，则被测距离为

式中 C 为光速。

泄漏出的微波信号在仪器舱内表面多次反射，并再次通过泄漏位置（可能非同点）耦合进入射频链路，当其时序进入收发处理装置的等待波门且能量足够时便会形成欺骗性距离信息进而诱发测距异常。

对于利用多普勒效应的微波探测系统，舱内外微波信号虽存在相位差，但如果多路径干扰信号的强度足够时会严重降低收发处理装置的信噪比，使得有效信号被自动增益控制电路压制而无法识别，同样会诱发系统工作异常。

2 基于时域变换的多路径干扰检测技术

采用高隔离度脉冲幅度调制技术，即脉宽外微波信号的直接耦合必须低于接收到的最低弱信号。为保证接收机具有较大的动态范围，一方面利用功率放大器对发射信号功率进行放大，另一方面接收端增加低噪声放大器，以实现对小功率回波信号的准确接收。对于天线接收到的射频回波信号，进行下变频处理，频域信号既包含有效回波信号同时也存在多路径反射信号和无效信号等干扰。采用线性调频Z 变换（Chirp Z Transform，CZT）和时域门选通实现对无效干扰信号的抑制，即利用时域窗函数对时域信号进行滤波处理，时域变换及选通流程如图4 所示。

图4 时域变换流程Fig.4 Time Domain Transformation Process

从时域选通后的X1(zk)可以获取有效反射信号时间差Δt，即发射信号与接收信号的时间差，则其位置变化可表示为

式中 Vp为速度分量。

多路径干扰检测方案如图5 所示。

图5 多路径干扰检测方案Fig.5 Block Diagram of Multipath Interference Detection Scheme

考虑到测试动态范围较宽，避免接受回波信号低于噪声，在频率源与脉冲调制器之间加入滤波器和功率放大器，以增大发射信号功率。在不考虑天线增益的情况下，高隔离度脉冲调制器和定向耦合器决定了测试动态范围，其脉宽外泄露信号+定向耦合器隔离度-耦合度即为最小可接收信号。对回波信号进行下变频处理，增加限幅器保护后续器件，防止接收信号功率过高造成损坏（若接收信号功率很低，可利用低噪声放大器进行功率放大）。检波器和AD 采样将模拟信号转变为数字信号，在CPU 中进行处理分析计算。频率源、脉冲调制器、采样等组件都由CPU 中内部通过软件控制并实现具体功能。

3 技术核心

多路径干扰检测信号分析如图6 所示，其技术核心在于大动态范围下的时域门选通技术。

图6 信号分析流向Fig.6 Signal Analysis Flow Direction

根据线性调频Z 变换的反变换首先对有效回波信号的频域到时域的转换，然后再进行时域门选通处理。

列长为N 的有限长序列x(n)的Z 变换为

在z 平面一段螺旋线上等角度采样，采样点为zk= AW-k, k = 0,1,2,… , M-1。其中，M 为要分析的复频谱的点数，且M 不一定等于N。A 和W 可以是任一复数，分别表示为

因此，

则频域序列为

其中，

其反变换类似。

对于需要抑制的干扰信号，在时域范围内添加Kaiser-Bessel 窗函数进行滤除，其表达式如下所示：

式中 I0为第 1 类变形贝塞尔函数，β 为Kaiser 窗因子，控制窗函数的形状；K 为时域滤波点数。

4 仿真分析

4.1 隔离度仿真分析

为获取反射信号，脉宽内微波信号的直接耦合必须低于接收到的最低弱信号，通过高隔离度脉冲调制器和定向耦合器实现对泄露信号的抑制。设置电偶极子和磁偶极子辐射源，模拟多路路径反射，并调整源的极化方向和辐射方向调整背景反射率。对相同输入功率（0 dBm）下和不同隔离度下信号检测效果进行仿真分析。低隔离度脉冲调制信号脉宽内外信号功率变化如图7 所示，其脉宽内信号功率为0 dBm，脉宽外泄露信号功率为-107 dBm。

图7 低隔离度下脉宽内外信号功率Fig.7 Internal and External Signal Power of Pulse Width under Low Isolation

低隔离度下信号检测效果如图8 所示，假定接收回波信号功率为-120 dBm，由于脉宽外泄露信号耦合至接收端，提高了接收端信号噪声（-115 dBm 左右），导致接收回波信号完全淹没在噪声中。

图8 低隔离度下信号检测效果Fig.8 Signal Detection Effect under Low Isolation

当提高脉冲调制器或定向耦合器的隔离度至32 dB，即将脉宽外泄露信号功率抑制到-139 dBm，如图9 所示。检测效果如图10 所示，从图10 中可以看出，接收端信号噪声为-145 dBm 左右，可准确检测到脉冲回波信号为-120 dBm。

图9 高隔离度下脉宽内外信号功率Fig.9 Internal and External Signal Power of Pulse Width under High Isolation

图10 高隔离度下信号检测效果Fig.10 Signal Detection Effect under High Isolation

4.2 多路径干扰信号检测仿真分析

模拟微波系统腔内的多路径反射信号时域变换，理想情况下的回波信号时域变换如图11 所示，根据测试原理可以准确计算出回波信号源距离。

图11 理想情况下回波信号Fig.11 Ideal Echo Signal

引入多路径反射信号（见图12）之后的信号变化如图13 所示，干扰信号1、2、3 与目标回波信号基本重叠，干扰信号4 介于两个目标信号之间。

图12 多路径干扰Fig.12 Multipath Interference

图13 模拟真实环境下目标回波信号和多路径干扰信号Fig.13 Simulation of Target Echo Signal and Multipath Interference Signal in Real Environment

根据测试原理，通过获取回波信号时间差来计算回波信号源距离，但是对于干扰4 如果不通过时域选通滤除干扰，则无法判断是否为有效回波信号源，因此多路径干扰会对目标回波信号造成影响。为有效地滤除干扰信号，需要通过近距离全反射或自由空间下获取反射干扰信号时域数据点，通过时域门选通有针对性滤除干扰信号，获得回波信号源的真实反射信号。

5 结束语

采用微波开关级联的方式实现高隔离度脉冲调制，并结合定向耦合器代替高隔离度定向耦合器，可以降低信号接收端噪声，有效提高测试动态范围（约130 dB）。通过理论分析和仿真验证，该测试方法在理论上完全可以实现，并且可以从理论上滤除多路径干扰信号，准确计算出回波信号源的距离。