一种超宽带变频组件的设计

卢德森，戚珑赢，张海霞

(1. 中国船舶集团有限公司第八研究院，南京 211153;2. 91033部队，山东 青岛 266001)

0 引 言

信息侦测雷达对把握战场形势至关重要。随着战场的电磁环境越来越复杂，对信息侦测雷达提出更高的要求：侦测的频域要比较宽；探测的距离要尽可能地远；小型化机动性要好。超宽带变频组件将宽的频域信号变换到较低的频率进行采样处理，是信息侦测雷达的关键部件，其中变频组件的虚假电平抑制度是关键指标，而一中频的规划是实现虚假电平抑制的关键步骤。

本文设计了一款1～16 GHz的超宽带下变频组件，通过合理的中频规划，在毫米波频段进行一次混频,提高了虚假电平抑制度。通过多芯片组装的方式，且由于毫米波频段混频，减少了一中频的种类，全频带共用混频器，实现了超宽带变频组件的小型化。

1 变频电路设计

1.1 一中频规划

变频组件的输入射频信号为1～16 GHz，下变频到800 MHz，进入后端处理。若采用一次变频的方案将无法解决镜频和半中频干扰的问题。本设计中采用超外差二次变频的方案，一中频的选择尤为关键，它必须保证射频通带内不会在一中频带宽内产生杂散，即使有杂散也要保证杂散抑制须满足50 dBc的指标。

图1为中频规划图，横坐标为中频频率，纵坐标为杂散抑制，灰色横条为中频带宽内的杂散。从图中可以看出，须将1～16 GHz划分为两段分别进行混频。在1～12 GHz频段内，上变频至中频为27.75～29.75 GHz时为无杂散区域，遂选取上变频到29 GHz；在12～16 GHz频段内(图中可见)，若变频到27.75～29.75 GHz时杂散抑制仅为47 dBc左右，不满足指标要求，选取上变频到20 GHz。此时虽然存在-3*RF+2*LO阶杂散，但杂散抑制为57 dBc，满足指标要求。

1.2 变频电路设计

变频电路的原理框图如图2所示。变频电路前端接开关滤波器组进行频率预选，同时抑制掉干扰的杂散频率，之后连接一个衰减器，降低混频器的输入口驻波，提高整个射频通带内的平坦度。接着进行一次上混频，将高低两个频段分别搬移到不同的中频分别进行一中频滤波，最后进行二次混频得到中频800 MHz。选取宽带混频器，一次混频和二次混频两个频段可以共用混频器，减少模块的体积，提高集成度。

采用ADS进行变频电路的链路预算仿真，仿真结果如表1所示，得出变频电路的增益为-11 dB，噪声系数为17.6 dB。

图2 变频电路的原理框图

表1 变频电路链路计算结果

虚假电平抑制通过选取合适的一中频，使得射频频率在一中频的带内不产生杂散，或杂散满足指标要求。射频频带外的杂散干扰可以通过开关滤波器组进行抑制，使得落在一中频带内的杂散满足指标要求。二次混频的杂散主要是半中频和镜频干扰，主要通过一中频滤波器来抑制。由于混频器对镜频完全没有抑制，镜频必须完全通过滤波器来实现抑制。

表2为二次混频带外的干扰频率及其抑制度，从表中可见半中频干扰离一中频通带最近，须特别注意。要实现较高的虚假电平抑制度还需关注辐射干扰。本设计中采用各个屏蔽小腔体，将干扰频率约束在各屏蔽腔中，使其只能通过传输线及滤波器传输，保证实物测试结果和杂散分析一致。

表2 二次混频在二中频带内产生的杂散及其抑制

2 毫米波互联仿真

超宽带变频组件采用多芯片组装来实现，而印制板接地和金丝键合是影响整体性能的关键因素。印制板的大面积钎焊，通过优化焊料片的厚度，焊前预处理，采用先进的焊剂清洗和真空再流焊技术，降低焊接的空洞率，提高印制板的接地性能。

金丝键合将芯片与微带传输线互联，需要对其优化设计，以降低键合引起的不匹配导致的驻波变大，从而导致插损和带内起伏变大。 键合金丝相当于在芯片和传输线之间引入一段电感，一般需要在键合区引入一段电容补偿，当用到毫米波频段时还需做传输线阶梯阻抗匹配来实现低的驻波比。图3为微带阶梯阻抗变换仿真。

图3 微带阶梯阻抗变换仿真

图4为键合补偿加入阶梯阻抗变换前后的S参数，实线为加入变换之前的S曲线，虚线为加入变换之后的S曲线。从仿真的结果可见，加入阶梯阻抗后高频段的反射系数明显改善，频带内所有点回波损耗都在-22 dB以下。

一般键合采用两根金丝平行的方式，实现两根金丝的总电感值，如式(1)所示。

图4 加入阶梯阻抗变换前后的S参数

(1)

式中，Le为单根金丝的有效电感值，Lm为两根金丝的互感，距离越大互感越小，总电感值将会减小，而芯片的键合盘较小，两根金丝的距离不可能拉得很大。本文采用两根金丝不平行，在金丝长度不加大的情况下岔开的方式来减少电感值。图5为两种金丝键合方式的三维模型。图6为两种不同的金丝间距下的S参数，图中实线为平行的方式仿真结果，虚线为岔开方式的金丝仿真结果。从仿真结果可见，采用拉大间距的方式，回波损耗在-29 dB，相较于平行方式的回波损耗有较大改善。

图5 金丝平行和间距加大仿真

图6 不同的金丝间距下的S参数

为了得到足够的抑制和减少插损，本设计中的滤波器都采用腔体滤波器，在频率较低时腔体滤波器的绝缘子可以直接焊接在微带传输线上。当频率较高，如本设计采用毫米波混频、频率到毫米波时，直接焊接在微带上回波损耗将会变差。本设计采用滤波器绝缘子之后加空气同轴过渡的方式，将很大程度地改善回波损耗。图7为同轴微带过渡在未加空气同轴过渡和加入空气同轴过渡的仿真模型。

图7 同轴微带过渡加入空气同轴过渡仿真

图8中为不同的同轴微带过渡下的S参数。图中，实线为未加空气同轴过渡，虚线为加入空气同轴过渡后的S参数。从仿真结果看，随着频率的增加回波损耗越来越差，在未加空气同轴过渡的情况下频带内的回波损耗在-16 dB以下，加入空气同轴过渡之后整个频带内的回波损耗在-25 dB以下，可见在加入空气同轴过渡后频带内的回波损耗得到较大程度的改善。

图8 不同的同轴微带过渡的S参数

3 测试结果

图9为超宽带变频组件的实物图，整个组件的体积为90 mm×70 mm×11 mm。对变频组件进行了增益测试，测试结果见图10所示。

图9 超宽带变频组件实物

图10 射频通带内的增益测试

在变频组件前段接入开关滤波器组测试虚假电平抑制，测试结果都在50 dBc以上，选取RF=15 GHz时的测试数据列于表3中。

表3 RF=15 GHz时的虚假电平抑制

4 结束语

本文介绍了一种超宽带变频组件，通过合理的中频规划，在毫米波频段进行混频，以此来实现高的虚假抑制度，并且可以实现全频段混频器的共用，提高变频组件的集成度。本文同时解决了毫米波频段的互联问题，包括金丝微带互联和同轴微带互联，将互联的回波损耗都控制在-25 dB以下。从测试结果看，变频组件实现了小的带内波动和高的虚假抑制度，满足指标需求，值得推广应用。