低噪声放大器设计

李 铮

（黄山学院 信息工程学院，安徽 黄山 245041）

0 引 言

低噪声放大器（LNA）是射频接收机前端主要部分，对整个接收系统有着重要影响。SoC（Systemon-a-Chip）现已成为半导体行业发展方向，随着CMOS 工艺不断发展，片上单个晶体管工作频率可上升至微波甚至毫米波频段，CMOS 工艺提供了将RF 前端基带数字处理部分集成在单块芯片的可能性，研究高性能的射频集成电路模块、降低射频模块和数字模块间的干扰、提高仿真软件的准确性、提高模块性能等成为研究热点。

1 电路设计模型

本文在共源共栅（cascode）负反馈的级联结构原理基础上，提出一个改进电路，如图1。

该图在CG FET栅极加偏置电路，同时在CS和CG之间加匹配电感L2，最后在输出级加放大电路。

4个MOS管M1、M2、M3、M4共同组成共源共栅电流镜，作为偏置电路，稳定M2输出电流，同时M3和M4的沟道宽度相对M1、M2较小，以减小偏置电路消耗直流功耗。共源结构的M1产生的漏电流与输入电压成正比，共栅结构的M2为M1提供反向隔离，减小输出到输入的反馈，同时也减小了M1对输出的影响，达到稳定电路的目的。L2在两级之间，目的是使CS和CG级间匹配，以便降低损耗和噪声，同时改善CS和CG的隔离度。

输入端C4为隔直电容，隔离信号中的直流成分，以防影响M4的直流偏置，实际考虑时，选择恰当的容值，使其电抗对输入信号的影响忽略。对纯实部的源阻抗来说，源级电感Ls在截止频率时与电容C1、Cgs及L1谐振，不但可以产生一个与输入阻抗Zin相等的实部，即信号源内阻RS，而且还可以调谐去掉栅电容，余下的电容可由栅电感L1调谐。实际可调节C1与L1来实现50欧姆输入阻抗的匹配。

图1 改进的LNA电路

偏置电路部分，调节L3、C3实现谐振，以保证M2输出大的增益，调节R2、C2来提供适合的M3偏置，起限流作用，根据经验可设为1 KΩ 数量级。电阻R1取值应足够大，以便减小偏置电路的噪声电流。

输出端和输入端类似，加入M5放大电路以便提高输出信号增益，L4、C5为M5提供偏置，可调节L4和C5实现输出端的阻抗匹配。

输入端的源级负反馈小信号等效电路如图2所示。

图2 输入端小信号等效电路

图中Rg是晶体管M1的栅极寄生电阻；Cgs是其栅源寄生电容。

LNA的设计流程主要参考ThomasH.Lee在给定的功耗下选择晶体管尺寸的方法[1]，以得到最佳的噪声指数表现。

1.1 输入阻抗

根据等效电路，若忽略栅漏电容Cgd，由于多指结构使得Rg很小（可忽略），该共源共栅源极去耦低噪放输入阻抗为

考虑输入阻抗匹配，Z满足虚部为零，实部等于50 欧姆，即实部为虚部为s(LS+L1)+对应的输入阻抗变为

1.2 栅宽

功耗约束下最优器件栅宽为[2]

参数c为栅噪声电流与漏极噪声电流的相关系数，长沟道理论值为-j0.395；参数γ在VDS等于零时的值为1，在长沟道器件中饱和时为2/3，在短沟道NMOS中，饱和时的典型值为2～3；参数d为栅噪声系数，在长沟道器件中取4/3，短沟道器件中取4～6。假设在短沟道模型中取d/γ=2，d和g随热流子效应变化很小，因此近似认为Q值没有变化，仿真结果取4.5相对精确。

本文信号频率采用2.4GHz；L为源漏极间沟道长度，取0.18mm；COX为绝缘层单位面积电容，Q取0.0085F/m2；Rs为输入阻抗，取50 Ω 。得出M1宽度

所以取M1=M2=M3=M4=M5＝289 μm 。

1.3 输入电路

谐振时，有ω0（LS+L1）=1/[ω0（Cgs+C1）]，由于可以用C1和L1去调节输入阻抗匹配，提前预设L1和C1的值是合理的，因此先设定L1＝1nH，C1＝1pF 则有LS≈2.39nH。

Zin=因此gm≈6.28×10-3S，

由gm=ωTCgs，得到ωT=20.9×109Hz。

1.4 L3C3谐振网络

1.5 输出匹配电路

输出阻抗也同样与输出阻抗匹配，实部为50 Ω，虚部为0 Ω。

2 仿真结果及分析

2.1 仿真结果

仿真结果如果图3-图5所示。

图3 噪声系数曲线

图4 S11

图5 电压增益曲线

测得参数如表1所示。

表1 仿真后测得的各项性能指标

2.2 对理论参数和曲线参数的分析

1.由于参数彼此联系，且设置受到多种因素的制约，同时计算过程不断忽略寄生因素，所得理论并不精确。在理论分析不够完善，计算不够精确的情况下，可以采用反复调整参数的办法找到最优值。这种参数调整的原则是不能改变元器件固有结构参数且电路参数满足公式约束，调整的结果应是参数最优组合，因此仿真对参数的选取有极强的指导意义。本文对电路不同单元分别选取单位参量作为基本参量初始值来计算相关参量再进行仿真。

2.从仿真结果看，噪声系数和电压增益中心频率为2.3GHz，并不在2.4GHz，说明电路存在失谐。主要原因是L3、C3谐振网络对中心频率影响非常大，由于模型中完全忽略了M2栅源电容和漏端寄生电容，以及引线与衬底的接触电容等，使得电路实际容性增加，导致频率降低，造成中心频率下降。因此，实际设定电容值应适当减小，取4.2pF 时，发现频点重新回到2.4GHz。

3.不涉及R2、C2和R1、R3的计算值。R2、C2与M3组成电流镜共同为M2输入端口提供偏置，由于引入R2、C2的目的是限制M3电流，它们本身不会对M1、M2造成任何影响，按照经验给出大致范围即可，限于篇幅，上图并未给出它们的取值。R1、R3与M4组成电流镜共同为M1输入端口提供偏置，这里R1取值较大，目的是减小整个偏置电路给CS带来的噪声。