高增益升压变换器软开关效率比较

张岂凡 马向春

（中国核电工程有限公司 北京市 100840）

1 介绍

近年来，全球变暖极大地影响了我们的生活。全球变暖的罪魁祸首之一，石化能源，造成了严重的污染。在这种情况下，清洁能源在工业应用中越来越重要。许多研究[1-3]提出了通过设计零电压（Zero Voltage Switch，ZVS）开关以及零电流（Zero Current Switch，ZCS）二极管改善变换器效率的方法。软开关的好处在于减少开关损失以及防止变压器饱和[4]。第一阶段可以使LC 的共振频率高于主开关的开关频率进而工作在零电流切换[6]。变换器开关仅需要一个工作周期和一个互补的工作周期，这使得变换器的控制和获得高增益更加容易[6]。文献[7-9]提出了耦合电感与电荷泵的高阶升压转换器。文献[10]提出了一种级联DC-DC 转换器以获得高增益电压转换率的方法。

第二节描述了转换器的拓扑结构，介绍了转换器的工作模式。

第三节是本文所提出的高增益转换器的分析。在这部分，介绍了该转换器的形成思路以及软开关的工作条件。第四节是计算机仿真结果以及软开关与硬开关的效率比较。最终部分是结论。

2 转换器结构

图1(a) 展示了文献[11]提出的无软开关的高增益升压变换器。文献[12]提出了一种级联软开关高增益转换器。图1(b) 展示了以同步整流开关S2 代替二极管Dc 的级联开关电容高增益转换器。

等效电路可以被分解为两阶段，分别是电荷泵阶段和耦合电感转换阶段。

图2 是典型器件在不同工作区间的波形。图3 (a)-(d) 是升压器在不同工作区间和不同工作模式的等效电路。电路的工作原理如下：

区间 1 (t0～t1)：

如图3(a) ，在t=t0，根据驱动信号的工作周期占空比，主开关(S1) 和输入二极管 (Di2) 导通。输入电容 (Ci) 储存的电荷向耦合电感（变压器）的磁化电感 (Lm) 充电，因此输入电感(Li)的输入电流(iLi)和磁化电感的电流(iLm) 会线性增加。钳位电容Cc在本区间的前半段通过二极管Dp放电，然后放电至0。变压器二次侧的耦合电感会通过二极管Dsn向直流缓冲电路中的电容Csn 充电。

区间 2 (t1～t2)：

如图3(b)，开关S1仍是导通的，开关S2仍是截止的。磁化电感电流依然维持线性上升，变压器一次侧等效电感所需的能量就完全取决于输入电容Ci的提供。输入二极管Di1是截止的，输入二极管Di2是导通的。二极管Dp会逐渐进入截止状态。LC 缓冲器会因为本身共振时，把本身的能量完全消耗掉，使LC 缓冲器的二极管Dsn进入截止状态，输出二极管Do也是截止的，因此变压器二次侧无电流。

区间 3 (t2～t3)：

如图3(c)，开关S1是截止的，而辅助开关S2由于储存于磁化电感的能量释放，会迫使缓冲器开关S2的内建二极管导通，使缓冲器的开关电压Vds2=0，以致使辅助开关S2于下一区间导通时处于零电压状态。

区间 4 (t3～t4)：

如图3(d) ，辅助开关S2导通，而由于开关S2的内建二极管已于上一区间导通，因此S2于此区间可达到零电压切换，而磁化电感电流呈线性下降，泵电容Cp把自己本身所储存的能量传送到变压器的二次侧，进而提供负载能量。同时，钳位电容Cc在充电，钳位电容Cc给泵电容Cp充电时，在钳位电容损失能量。输入二极管Di1处在导通状态，然而，输入二极管Di2处于截止状态，泵二极管Dp也是截止的。二极管-电容缓冲器的二极管Dsn进入截止状态。输出二极管Do则是导通的，输出电容Co提供给负载端所需的能量。

3 转换器分析

本部分介绍电压的增益以及达到软开关的方法。第一部分是电压增益的推导，第二部分是软开关的设计分析，最后一部分对已有的转换器进行了拓展。变压器匝数比n 定义如下：

根据变压器一次侧的伏秒平衡关系，在主开关S1 导通期间，输入电感以及变压器磁化电感电压可以表示为：

图2：典型器件波形

此时，DC 缓冲器电容电压可以表示为：

并且在主开关S1 截止及输出二极管Do 导通时，输入电感以及变压器磁化电感电压可以表示为：

同时变压器二次侧的电感电压可以表示为：

根据变压器等效电路，变压器一次侧电感电压可以表示为：

从式（2）、（3）和 （5）、（6），可以得到输入电感以及变压器磁化电感上的伏秒平衡，可以得出输入电容电压以及泵电容电压：

图3：等效电路的工作区间

图4：无软开关下电路的模拟结果

图5：无软开关的实验结果

D 为主开关S1的占空比。最后根据变压器磁化电感上的伏秒平衡，电压转换比M(n,D)可以推导出来为：

由于 vLk<

而在实际情况中耦合电感的耦合系数 kc=1，因此电压转换比M(n,D)可以推导出来为：

以下为开关零电压切换设计的推导：

第二级电路的输入电流：

图6：软开关下的模拟结果 Idsn, Vdsn, Vcp, Vcc, Vccp, Vcs

图7：软开关下的实验结果

其中 IS1,av为流经开关(S1)的平均电流，η 为转换器的效率，Io为平均输出电流。当开关(S1)导通瞬间流经开关S1电流方向与导通后的电流成相反的方向时，可达成开关的零电压切换，即 Is1(t0)<0。假设电路能量转换效率为100%，则一次侧的磁化电感感值范围简化后为转换器前级的电压转换比为 1/(1-D)，然后可得到使转换器达成开关零电压切换的磁化电感感值范围为：

图8：软开关下实际电路图

为使本文所提出的转换器的变压器二次侧二极管-电容缓冲器中的二极管达成零电流切换， 主开关 (S1) 导通时间需大于变压器二次侧漏电感和二极管-电容缓冲器中的电容的共振周期的一半。变压器二次侧共振频率为：

若主开关 (S1)的导通时间为DTs,，可得：

通过式（21），零电流切换下缓冲电容 Csn范围如下：

当耦合电感的磁化电感 (Lm) 和缓冲电路的电容 (Csn) 满足式 （19）和（22）， 转换器可以工作在软开关条件下，提升电压转换的效率。

4 模拟和实验

实际电路的参数如下：输入电压45(V)，驱动电路的占空比为0.23，连续工作模式下的输出电压为357(V)，最大输出功率为200 (W)。驱动电路的开关频率选定100 kНz。主开关 S1和S2的型号为IRFB4227。耦合电感使用ETD-39 的铁芯，一次侧漏感Lk1为 0.4 μН，二次侧漏感 Lk2为3.1μН，磁化电感 Lm为2μН. 耦合电感的匝数比 Ns/NP=27/10。泵电容Cc=Cp=10μF，直流缓冲电路电容Csn=0.1μF。输出电容Co=470μF。附加电感 Laux=200nН。二极管 DP2，DN2和Dsn均为SR4060。泵电容二极管Dcc，嵌位二极管Dcp和输出二极管Do均为STPS10Н100CT。驱动系统使用数字信号处理器DSP dsPIC30F2020 驱动主开关 S1, S2。

连续工作模式下、无软开关的模拟结果如图4。图4 展示了包括Vcp, Vcc, Vdsn, Idsn, Vdp，和 Vdo的模拟结果。图5 展示了实验在117W 时的相应测量结果。

连续工作模式下、有软开关的模拟结果如图6。图6 展示了包括Idsn和 Vdsn, Vcp, Vcc, Vccp, Vcs的模拟结果。图7 展示了输出功率100W、连续工作模式下、有软开关的实验结果。相应的实验结果如图7。图8 展示了实际电路。

5 结论

高增益升压变换器如上文所示。根据模拟和实验结果，可以总结如下结论：

（1）二极管-电容缓冲器吸收了由漏电感释放的峰值电流，增加了电压增益，同时MOSFET 并未增加更多的开关损失。

（2）通过使用开关电容，耦合电感，电荷泵，二级、三级升压技术，可以获得很高的电压增益。

（3）本文提出的变换器效率可达92%；最高情况可达93.5%。

（4）具有同步整流器的电路效率得到了提升。