基于SiC MOSFET的电力电子变压器双有源桥功率模块设计

（南京南瑞继保电气有限公司，南京 211102）

0 引言

随着智能配电网、新能源并网、能源互联网等技术的发展，电力电子变压器作为电压隔离、变换和功率潮流控制设备起到关键作用，在上述应用领域中得到广泛关注和应用研究。受限于商用功率半导体器件的耐压水平，目前工程广泛采用的是由若干功率子模块高压侧串联、低压侧并联的拓扑结构[1]。

与Si IGBT（绝缘栅双极型晶体管）相比，Si MOSFET具有更高的开关频率、更低的开关损耗以及更高的运行结温[2]。在电力电子变压器功率模块中采用SiC MOSFET替代传统IGBT，可以将开关频率由几kHz提升至几十kHz甚至更高，大大降低了功率电路中隔离变压器、高频电感等无源器件的体积和重量，有效提升了电力电子变压器的功率密度。

本文以DAB（双有源桥）拓扑作为电力电子变压器的电压隔离变换电路，分析了DAB的运行原理、DAB功率电路和控制保护电路的设计、SiC MOSFET器件的驱动保护电路设计，并通过实验对电路进行验证，包括SiC MOSFET的双脉冲测试和短路测试、DAB电路的效率测试、10 kV电力电子变压器系统运行试验测试等。

1 功率电路原理简介

本文采用的子模块功率电路拓扑结构如图1所示，其中H1部分Q1—Q4为PFC（功率因数校正）电路开关管，用于调节输入电容CIN的电压；K为子模块旁路开关，子模块永久故障时将旁路该模块；H2部分QH1—QH4为DAB电路高压侧开关管；H3部分QL1—QL4为DAB电路低压侧开关管；T为高压隔离高频变压器，其中Lm为其励磁电感；LS为移相电感（包含变压器的漏感）；CO为输出电容；F为输出熔断保护熔丝。

图1 电力电子变压器功率模块拓扑结构

整流电路H1的作用是通过一定的调制比，使电容CIN上的电压稳定在一个值Vin。有较多文献对此部分电路进行研究[3-5]，本文不再赘述。

以下对DAB电路进行介绍。

图1中变压器T原副边变比M=1∶1；DAB的输入、输出电压相等，即Vin=Vo=U。其中，VAB为图1中A与B两点之间的电压差；VCD为C与D两点之间的电压差。由于Lm≫Ls，可以忽略励磁电感Lm的影响，将图1中的DAB电路等效简化为图2所示。

图2 DAB简化等效电路

将单移相控制方法引入至图1中的DAB电路，可得到其工作主要波形如图3所示。定义VAB与VCD之间的相位角度差为移相角度：

式中：θ为移相角度；fS为DAB电路中SiC MOSFET的开关频率；t2，t0时刻点参见图3。

图3 DAB功率模块正向功率传输主要波形

直流输出功率受移相角度的控制，如式（2）所示。当移相角θ＞0时，功率由H2传递至H3；当移相角θ＜0时，功率由H3传递至H2。

文献[6-10]等均对DAB电路的多种移相控制策略进行了研究，通过对电流应力、回流功率、死区调制等进行优化，可提高变换器的效率。

本文旨在对功率模块硬件电路进行方案设计，控制算法仍采用传统单移相控制，以验证功率模块的硬件可靠性和SiC器件的高效性。

2 设计集成

2.1 功率电路设计

DAB功率电路部分的电气参数详见表1，H2和H3的直流电压一致，功率电路中所有的开关管可以选择同一型号器件。

本文选用的SiC MOSFET器件为PCB（印制板）焊装器件，SiC器件放置于PCB的B面（底面），在PCB板布局和设计时做如下考虑：

（1）直流储能电容尽量靠近SiC器件，并在SiC器件引脚处放置吸收电容，目的均是减小SiC器件过高的d i/d t变化率，以避免在电路寄生电感参数上产生的关断过电压尖峰，减小EMI（电磁干扰）。

表1 DAB电气参数

（2）PCB上直流储能电容至SiC器件之间的正负母排、交流母排铜皮做叠层处理，增强耦合性，以减小线路寄生电感量。

（3）驱动电路尽量靠近SiC器件，本文将驱动电路与SiC器件同PCB布局，目的是减小驱动电路至SiCMOSFET的电感等寄生参数对门极的影响。

（4）在SiC器件正上部PCB表面，要避免放置易受高频影响的器件，如门极电容（即G与S之间的电容）等。当门极电容位于SiC器件正上方靠近门极引脚处，SiC MOSFET短路状态时出现门极振荡现象，如图4所示。短路测试条件如表2所示。

图4 门极电容位置对短路的影响

表2 短路测试条件

2.2 控制保护电路方案设计

SMC（子模块控制器）主要作用是对子模块进行控制和保护，其中保护功能在文献[11]中有详细介绍，本文方案参考此文献，并结合SiC器件的运行特性，对采样、保护等功能进行了快速处理，确保SiC器件的运行安全。

SMC的主要功能包括：接收VBC（阀基控制单元）的控制命令，对子模块各受控器件进行控制；对子模块内各主要器件电气状态、模拟量进行检测及判断，并向主控制器上送遥信及遥测信息；对子模块故障进行判别，并进行相应保护；故障录波功能，对故障状态前后一段时间进行录波，为故障分析提供便利。

子模块控制器的主要功能可参考图5，对各部分功能说明如下：

（1）采样电路，包括图5中4，5，8，9，12，13各点对电压和电流的采样，用于对电路的保护检测[6]以及闭环控制。

（2）驱动控制及驱动故障反馈电路，包括图5中的2，3，6，7，10，11各点，分别对应H1，H2，H3的驱动控制及故障反馈信号。

（3）通信链路，包括图5中的14，15，16各点，分别对应高低压侧SMC之间的通信链路和各自对应VBC的通信链路。

图5 控制保护电路设计方案

2.3 SiC MOSFET驱动电路设计

如图6所示，SMC产生的PWM（脉冲宽度调制）信号输入隔离驱动电路，经过隔离和功率放大后驱动SiCMOSFET。根据器件的退饱和特性，隔离驱动电路通过检测SiCMOSFET的VDS电压（即SiCMOSFET的D与S之间的电压），判断SiC MOSFET是否处于短路或过流状态，若SiCMOSFET处于短路或过流状态，则软关断SiCMOSFET，并反馈Fault信号至SMC。

图6 SiC MOSFET简化驱动电路

一般IGBT具有不小于10μs的短路能力，短路电流约为额定电流的4～5倍[12]，而SiCMOSFET器件的短路承受时间更短，一般在3μs以内，短路电流也更大，超过10倍额定电流值。对SiC MOSFET器件的短路快速保护功能是驱动电路的设计重点，本文通过检测SiCMOSFET的VDS电压判断短路状态，可实现2μs的短路检测保护，并在短路后实现门极软关断，能有效保护SiCMOSFET的安全。

此外，由于SiC MOSFET在开关时的d v/d t和d i/d t变化率很大，较高的电压、电流变化率通过其弥勒电容向门极注入或抽取电流，影响门极电压，即在开关时刻形成串扰[13]。本文在SiC MOSFET驱动电路中增加门极钳位电路，其原理如图7所示。当SiC MOSFET在开关时刻，启动钳位电路，将门极电压钳位至门极负压值，保持门极的稳定，既不会因门极正过冲误导通SiC MOSFET，又不会因门极负过冲超出SiCMOSFET门极负压最大值；并在短路保护时刻闭锁钳位电路，避免因钳位电路动作引起门极振荡，造成SiC MOSFET电压、电流振荡损坏。

图7 SiC MOSFET门极钳位电路原理

驱动电路设计完成后，建立如图8所示双脉冲测试电路[14]来进行双脉冲和短路测试，测试时根据SiCMOSFET的开关特性优化驱动参数、测试损耗数据及验证驱动短路保护能力。

图8 双脉冲测试电路

3 实验结果

3.1 SiC MOSFET双脉冲及短路测试

对设计的功率电路及驱动电路按照图8搭建双脉冲测试平台进行测试。综合评估SiCMOSFET的开关损耗、开关尖峰、开关电压、电流变化率等参数，并进行如下优化：

SiC MOSFET在开通过程中门极电阻过小会引起门极振荡，过大会导致开通损耗增加。SiC MOSFET在高负载工况下具有ZVS（零电压开关）零电压开通特性，几乎无开通损耗；低负载工况下无法实现ZVS软开通，存在开通损耗。因此，在满足开通过程门极无振荡的情况下，可适当选用阻值较小的电阻和门极电容，以减小在低负载工况下的开通损耗，提高整机效率。经测试，开通电阻选择4.7Ω，门极电容选择2.2 nF。

本文应用中MOSFET关断状态为硬关断，需优先保证SiC MOSFET关断的安全预量。如图9所示，随着关断门极电阻的增加，SiC MOSFET的关断损耗并不像开通损耗有显著增加，因此在满足整机效率的情况下，应尽量增大关断电阻，以减小MOSFET的关断尖峰，降低关断的EMI，保证MOSFET的关断安全预量。经测试，关断电阻选择10Ω。

通过双脉冲测试，可得SiC MOSFET的开关损耗、开关尖峰、电压与电流变化率等参数，详见表3和图10。

选用的SiC MOSFET通态电阻约20 mΩ，可以近似得出DAB电路8个功率器件在ZVS软开通状态下的总损耗：

图9 SiC MOSFET损耗与门极电阻曲线

表3 双脉冲测试数据

图10 双脉冲测试波形

式中：PMOS为DAB电路中SiCMOSFET总损耗；Pon为SiC MOSFET总通态损耗；Poff为SiC MOSFET总关断损耗。

根据式（3）计算得到PMOS=221.5 W。

将图8双脉冲测试电路中的电感L更改为短路铜排，即参照图11对SiC MOSFET进行短路测试：上管MOSFET1通过铜排短接，向下管MOSFET2发长开通驱动信号，造成下管短路，测试MOSFET2的门极电压VGS、集射极电压VDS和短路电流iSC，查看驱动的短路保护是否正确动作。

本应用所选SiC MOSFET的短路电流值为1 200 A，实际在VDC=800 V的工况下，通过短路测试，短路电流峰值达到1 220 A。如图12所示，门极从开通时刻至软关断开始的时间约2μs，满足设计的驱动电路短路保护检测时间，保护动作正确，驱动通过故障软关断抑制了过压尖峰，VDS几乎无过压尖峰。

图11 SiC MOSFET短路测试原理

图12 SiC MOSFET短路测试波形

3.2 功率运行及效率测试

DAB电路的功率运行波形如图13所示，其功率运行中的损耗包括SiC MOSFET的损耗、变压器损耗、控制板和驱动板损耗、取能电源板损耗，其中变压器效率经测试在99.5%左右，所有板卡功耗经测试约为20 W。图中VQH1GS为QH1的门极电压，iLS为电感LS上的电流。

DAB的整机满载效率如式（4）所示：

式中：η为DAB整机效率；PB为所有板卡功耗；ηT为变压器效率，实测值约99.5%。

图14为效率测试曲线，可见最高效率约98.76%，满载效率约98.55%，满载效率测试值与计算值相近。

图13 DAB功率运行关键波形

图14 效率测试曲线

3.3 系统测试

将设计的功率模块组成电力电子变压器系统进行测试。系统测试电气原理如图15所示。

图15 系统测试电气原理

功率模块在系统中运行正常，运行效率较高，温升较小，符合设计要求，证明了模块硬件设计的可靠性和高效性。

系统测试结果如表4和图16所示。结果表明，整机效率最大值超过98.3%，额定功率输出条件下效率超过98.1%。系统效率低于功率模块效率，是因为系统损耗中除了包含功率模块损耗外，还包含二次控制保护设备、线缆、电抗器、风冷系统等的损耗。

表4中高压侧模块均压度以A相数据为例进行计算，其他各项参数与A相接近。

表4 系统电气参数及测试结果

图16 系统测试录波波形

4 结语

本文设计和测试了基于SiCMOSFET的DAB电路，最高效率接近98.8%，通过双脉冲及短路测试，验证了驱动电路的可靠性。并在实际的电力电子变压器系统中对功率模块进行了测试，得到应用验证。后续将继续开展控制算法的优化，以提高轻载效率。