一种NMOS高侧驱动电路

刘 辉, 刘 进, 徐成栋

(吉林建筑科技学院 电气信息工程学院， 吉林 长春 130114)

0 引 言

负载采用直流电压供电，如果这个供电电压要求可以被控制，使供电电压输出或者禁止输出(供电的使能控制)。供电的使能控制用单片机I/O口。而单片机I/O口不能直接控制负载的供电端，必须是I/O口控制功率器件，从而控制负载的供电。常用的功率器件有继电器、大功率三极管、大功率MOS管[1]等。继电器应用在大电流负载的时候寿命比较短，大功率三极管的驱动电流比较大，因此选用大功率MOS管是比较好的选择。大功率MOS管又有PMOS管和NOMS管。虽然在这里PMOS的驱动比较容易，不需要额外的栅极供电电路，但是PMOS的导通电阻比较大，负载电流大，PMOS管发热严重，所以选择NMOS作为控制器件,这里选用IRFB7437PbF。

1 负载供电使能控制电路(RL为负载)

负载供电电压为12 V。NMOS管的漏极接电源正极，其驱动电路属于NMOS的高侧驱动。由于这个NMOS是控制供电，其导通时间很长。负载RL不断电，NMOS就一直导通，这不同于高频应用的情况，因此，不能采用普通的自举供电驱动方式[2]，也不能用变压器驱动。负载供电使能控制电路可以很好地完成高侧NMOS驱动,如图1所示。

图1 负载供电使能控制电路

2 驱动电路工作过程

单片机I/O输出高电平的时候，Q6导通，Q1、Q2、Q3也导通，Q4截止。Q2导通，使VGG1电压(10 V，以Q5的源极为参考点)加到Q5的栅极，VGG1通过Q2给Q5的栅极电容充电，导致Q5也导通，12 V电压通过Q5向负载RL供电。当单片机I/O口输出低电平时，Q6截止，导致Q1、Q2、Q3截止，Q4导通，Q5的栅极电荷通过Q4放电，Q5截止，负载断电。

3 高侧NMOS导通过程分析

Q5导通过程的等效原理如图2所示。

图2中，BT1为Q5的栅极驱动电路的供电电压(10 V)，以Q5源极为参考，由辅助供电电路提供。BT2是为负载供电的电压(12 V)，以GND为参考。Q2的基极电流设为ib。

Q6导通，三极管Q2的基极电流是这样构成回路的：BT1正极流出，经过Q2发射极，Q2基极流出，经过R5，Q6的集电极，从Q6发射极流到GND，再分别经过BT2、C3和RL流到BT1的负极，其中流经BT2的电流由BT2正极流出，经过C3流到BT1的负极给C3充电。电流从BT1负极流入，从BT1正极流出，形成回路。这个过程中，在Q5未导通的时候，相当于电源BT1和BT2串联，经过Q1和Q2的基极回路给电容C3充电(这里C3是外接电容与Q5漏极，源极之间的分布电容并联)，这个充电电流被负载RL分流，使其充电电流减小。

图2 NMOS导通过程的等效电路

当Q6未导通时,ib为0，BT2通过RL给C3充电，达到稳态时，iRL为0，iC3为0，C3两端电压UC3为12 V[3]。当Q6导通时，Q2的基极电流设为ib，C3的充电电流

iC3=2ib-iRL,

(1)

R1和R2的电流很小，忽略掉。当Q2刚导通时，Q5的栅源电压为0，Q5截止。VGG1通过Q2给Q5的栅极等效电容充电，充电电流为iG。当Q5栅极电压达到6 V时，可以当做Q5完全导通，导通电阻比较小，这时Q5栅极总电荷Qg约为100 nC。给Q5栅极电容充电电流为iG=β*ib，Q5的栅极总电荷[4-5]

(2)

式中:β——Q2的电流增益，β=iC/ib。

C3的电荷变化量

(3)

式中:ΔU——t时刻C3的电压相对Q2刚导通时的电压增量。

假定β=80[6]，要想在最坏情况下使Q5能导通，即在t时刻要满足给Q5的栅极电容充电到6 V(栅极总电荷100 nC)的时候，C3的电压变化量ΔU<10 V，这样才能使Q5可靠导通，即

可以得到C3的范围为

当Q5未导通时，iRL≥0，当iRL=ΔU/RL=0时，C3所需的最小值最大，即当RL断开时(不接负载)，所需的C3最小值最大。即

0.25×10-9F=0.25 nF=250 pF。

根据IRFB7437PbF数据手册，漏极和源极之间的分布电容

Cds=Coss-Crss=Coss-Cgd=350 pF。

Cds，Coss，Crss都是随VDS电压的升高而降低的，当VDS升高到30 V时，Cds降低到300 pF，这个电容值大于250 pF，能满足要求，因此，不用再另外并联电容，Q5的分布电容就能满足要求，这个C3就是Q5的漏源极之间的分布电容Cds。当Q5导通以后，Q2的基极电流通过Q5的漏源极流动，不用通过分布电容流动。250 pF是所需的最大值，当连接负载RL以后，负载较重(阻值相对较小)，电流2ib流过RL产生的压降很小，因为2ib这个电流很小。Q6刚开始导通时，Q5的源极电压为0，2ib≈2*(10-0.6)V/30 kΩ=0.627 mA。

电路仿真波形(输出VO与GND之间未接续流二极管)如图3所示。

图3 电路仿真波形

单片机I/O口输出由低电平跳变为高电平时波形细节如图4所示。

图4 低电平跳变为高电平时波形

波形图中，通道1为负载的供电端，即输出端VO的波形，通道2为单片机I/O口的输出波形，峰值3.3 V。从仿真波形可以看出，当单片机I/O口由低电平跳变为高电平，三极管Q6饱和导通，Q1、Q2的基极电流2ib流经Q6，再通过负载电源BT2向Q5的漏源极分布电容充电。当分布电容的电压增加时，负载RL两端出现反向电压(VO<0)，这时负载也分流Q1、Q2的基极电流2ib，使Q5的漏源极分布电容充电速度变慢。通道1出现的负电压就是这样出现的。与此同时，栅极供电电源通过Q2向Q5的栅极充电，使Q5的栅源电压上升。当栅源电压高于Q5的导通阈值电压时，Q5开始导通。当ids>2ib时，输出电压开始上升，并且很快就完全导通。当I/O口由高电平向低电平跳变时，Q6截止，Q1、Q2、Q3截止，Q4导通，Q4与电阻R8一同给Q5的栅极电容放电，Q5的栅极电压逐渐下降，其导通的电流逐渐减小，当栅极电压低于导通阈值电压时，Q5完全截止。

如果在输出VO与GND之间反向并联一个二极管(VO接二极管阴极，GND接二极管阳极)。这个二极管既可以在Q2刚导通时提供电流通路，也可以在Q5截止的瞬间提供续流通路，因为负载的电源连线存在分布电感[7]。

这个负载供电使能控制电路用在汽车车灯电控箱，为车灯供电提供使能控制，也用在某仪器内部，为内部电路提供供电使能控制。以往的电路采用专门的高侧驱动芯片(如FAN7171-F085)，或者采用高速光耦(如HCPL2601)传递驱动信号，再加上功率器件驱动NMOS栅极。这些芯片还要为其内部逻辑电路供电，比较麻烦，硬件成本也高。这个供电使能控制电路除了栅极供电电路，只用了几个三极管和电阻，电路结构简单，成本也低。采用高侧驱动芯片和光耦隔离驱动电路分别如图5和图6所示。

图5中，单片机I/O高电平，U1输出高电平，控制场效应管导通，给负载RL供电。单片机I/O低电平时，场效应管截止，负载RL断电。

图6中，单片机I/O高电平，Q2导通，光耦HCPL2601内部的LED发光，6脚输出低电平，Q1截止，栅极驱动芯片FAN3111的输入为高电平，输出高电平，场效应管Q5导通，给负载RL供电。单片机I/O低电平时，场效应管截止，负载RL断电。这些电路成本较高，高速光耦电路比较麻烦，普通光耦传递信号速度较慢，如果要求速度较快的地方，也不能满足要求。

图5 高侧驱动芯片FAN7474_F085驱动电路

图6 高速光耦HCPL2601+FAN3111驱动电路

4 辅助供电电路

高侧功率NMOS驱动需要一个10 V的电压VGG1，这个电压可以通过DC/DC变换的方式得到10 V的电压电路，如图7所示。

图7 辅助供电电路

LM2596是降压调节器，其外围电路比较简单。用LM2596的典型电路只能产生一路直流电压[8]，如果把电感改成变压器就可以输出多路电压。图中变压器T1的1,4脚是同名端，这种结构属于会扫式变换器。当U1内部的三极管导通时，变压器的初级储能，当内部三极管截止时，D5导通，D3也导通，VGG1输出电压(VGG1的参考点为VO)。通过控制初级和次级的匝数比可以控制输出电压。VCC的电压可以通过改变R11、R12来调节。VCC根据其他电路的要求，调节成所需的电压。U1的4脚是电源反馈端，根据LM2596数据手册，稳态时，其电压为1.23 V。则

(4)

初级线圈匝数n1(变压器T1的1,2脚之间)与次级匝数n2(变压器T1的3,4脚之间)的比值

式中：VD5，VD3——分别为D5，D3的正向导通压降。

VGG1的输出电压设为10 V，可以计算出n1，n2的比值。先根据VCC输出电流和电压计算初级的电感量，这样就可以根据电感系数，得到初级线圈的匝数n1，进而得到次级匝数n2。占空比

(5)

式中:ton——LM2596内部开关管在一个周期内的导通时间;

T——开关管的震荡周期。

电感的纹波电流ΔIL的最大值为0.3Iout，Iout为VCC 的输出电流。这样可以计算出电感的值

(6)

式中:n1——初级线圈的匝数;

AL——变压器磁芯的电感系数，可以由磁芯的数据手册查到。

计算出电感L，就可以计算出初级的匝数n1，进而得到次级匝数n2。

5 结 语

通过设计高侧NMOS的电路结构，讨论了NMOS的导通条件，使得单片机I/O口可以很好地控制高侧NMOS的导通和截止。比使用高侧驱动芯片和高速光耦隔离驱动成本更低，电路更简单。经过实践，证实这个电路是可行、可靠的。