用于光控相控阵的非载波再入大孔径延迟技术

李亚明，周 云，韩 威

(1.中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081；2.陆军北京军代局驻石家庄地区军代室，河北 石家庄 050081)

0 引言

光控相控阵天线是一种基于真时间延迟的相控阵天线，可实现大瞬时带宽和波束无偏斜，能够有效解决相控阵体积功耗等问题，为机载或星载等用于各种空中移动平台的阵列天线提供了一种可行的途径[1-2]。

目前，光控相控阵天线系统中多采用光纤延迟线[3-4]和色散延迟光纤[5-6]。然而，随着雷达工作频率的增加[7]，所需要的延迟分辨率越来越高，基于光纤物理长度的延迟技术需要进一步减小最短光纤的长度[8]，从而对光纤切割精度的要求更为苛刻[9-10]；为了实现高延迟分辨率，基于色散机制的延迟技术通常需要大范围、快速连续可调激光器和外置的温度、应力等调谐控制装置，这将大大增加光实时延迟系统的复杂程度和成本[11-13]。

随着基于CMOS工艺的硅基光子学的发展，片上集成器件性能不断提高[14-15]，基于光子谐振环的单片集成波束合成网络受到越来越多的关注[16-17]。由于光子谐振环是一种谐振结构，工作带宽在一定程度上受到限制[18]，因此，为了实现满足微波带宽需要的波束合成网络光链路，需要针对调制方式进行合理设计[19-20]。本文对比了双边带调制加单边带滤波，以及单边带调制和载波载入，提出了适用于大孔径的基于微环周期特性的非载波载入波束合成网络。

1 波束合成网络光子链路原理

单片集成的用于光控相控阵天线的波束合成网路光链路原理如图1所示。

图1 共口径天线结构组成示意

天线接收的RF信号被调制到由片上激光器发射的连续光载波上，经过波束合成网络实现真时间延迟，最后各路天线单元信号经过探测器相干合成，实现RF输出。由于直接调制存在固有弛豫频率(RF频率受限)和啁啾现象(RF带宽受限)，对于高载波频率，一般采用外调制方式。

假设xin(t)为入射RF信号，yin(t)为调制光载波输出，yout(t)为经过分配网络后的输出同步调制光载波，xout(t)为经过探测器光电转换后的RF输出。对于理想情况，RF输出等于输入，但是实际的光系统链路具有损耗、非线性和色散等特性，影响光载波的传输，进而导致RF信号的失真，减小信噪比。分析图1所示射频光子链路的双边带调制特性，假设输入光载波为Ein(t)=cos(ωct)，输入到调制器的RF信号为xin(t)=cos(ωRFt)，经过射频信号调制后，调制器输出RoF为：

(1)

式中，VD为调制器的直流偏置电压；VRF为射频信号的电压振幅；Vπ为调制器的半波调制电压。令πVD/Vπ=θD，πVRF/Vπ=q，并对上述函数用贝塞尔函数级数展开：

yin=J0qcosθD+1cosωct-

J0qsinθDsinωct+

J1qcosθDsinωc-ωRFt+

J1qsinθDcosωc-ωRFt。

(2)

式中，Jn(n是整数)为第一类n阶贝塞尔函数。由式(2)可以看出：① 调制器输出(OBFN输入)光载波调制信号，包含载波频率、载波和RF差频、和频信号以及更高阶边带信号。对于更高阶边带，贝塞尔函数迅速减小(J0(0.2π)=0.903 7，J1(0.2π)=0.298 9，J2(0.2π)=0.047 7，J3(0.2π)=0.005)，因此可以忽略不计；② 在光电转化中的直接探测中需要将光载波与第一直接边带进行拍频，因此直流偏置决定的θD不能等于π，否则载波将被抑制，这是调制器中的载波抑制调制；③ 通过控制直流偏置和调制器2个调制臂的RF信号相位差，可以实现单边带和双边带调制。

当调制器调制臂相位差θ=π，θD=π/2时，调制器的输出信号式(1)简化为：

yin=J0qcosωct-sinωct+

J1qsinθDcosωc-ωRFt+

J1qsinωc+ωRFt。

(3)

在直接探测情况下，当光传输到波导集成探测器时，2个边带信号分别同光载波拍频恢复射频信号。但是由于波导的色散效应，不同的光载波具有不同的有效折射率，因此光载波和2个边带信号分别有不同的相位延迟φ0，φ1，φ2，在探测器输出端，对于RF信号，其正比于cos2(φ1/2-φ2/2)，当相位差等于π时，RF输出将被抑制为零，边带与载波的拍频信号分别抵消，RoF链路的色散致RF衰退。因此在RoF链路中，为了保持RF输出的稳定，需要在探测之前滤掉一个边带，即单边带调制，但是同时要在探测器入射端保持相当的载波功率，以拍频出RF信号。双边带调制频谱示意图如图2所示。

图2 双边带调制频谱示意

另外，对于双边带调制，在OBFN网络中为了保持各个频率的信号，需要2fmax的带宽，如图2所示。对于fRF=15 GHz，直径1 m，Δf=2 GHz的线性阵列Ku天线，OBFN所要的带宽将高达32 GHz，对于最大正负60°扫描角，首尾两侧通道的延迟单元数将高达上百个，控制复杂。因此，可考虑采用单边带调制，单边带调制可以在电光转换时，即控制调制器的RF信号和直流偏置电压实现，也可通过采用基于微环的可调滤波器实现。

2 单边带调制和载波抑制

对于图1中的双边带调制，当调制器的上下2个调制臂RF信号延迟相位差θ=π/2，偏置电压差等于半波电压一半或θD=π/2时，式(1)简化为：

yin=J0qcosωct-sinωct+

J1qsinθDcosωc-ωRFt。

(4)

单边带调制频谱如图3所示，可以看出，右侧高阶边带被抑制，在直接探测时，仅有左侧边带与光载波拍频出RF信号。同时虽然OBFN所需的带宽减小一半，但是仍然高达16 GHz，单通道需要的延迟单元仍然难以接受。

图3 单边带调制频谱示意

3 单边带滤波和载波再入

除了在电光调制器时进行单边带调制外，还可以通过设置基于非对称MZI微环级联滤波器过滤掉两侧的某一边带及光载波。滤波器示意图如图4所示。

图4 非对称MZI微环级联滤波器示意

在滤波中，边带和载波应该抑制到25 dB以下，避免边带之间的干扰。为了提高系统集成度以及可靠性，在选取滤波器过程中应该选择结构相似的滤波器，保持工艺上的一致性。图4的结构与OBFN中的光子谐振环结构相似，在非对称MZI调制器的短臂上增加一个微环，微环有附加相位φr，在MZI长臂上有调制相位φM，MZI调制臂长度相差ΔL。该调制臂耦合系数可调，共有5个相位调节单元。微环的周延迟τr应该等于MZI延迟差τm=ΔLneff/c0的2倍。该滤波器通带内平坦，截止带宽，过度陡峭，相位响应可忽略，不会显著引起信号相位扭曲。根据微环延迟时间可调延迟单元的传输矩阵，滤波器的功率传输函数可表示为：

(5)

微环是无耗结构，滤波器带宽和带外抑制的制约关系如图5所示。

图5 滤波器带宽和带外抑制比关系

图5可以看出，非对称MZI微环级联滤波器的带宽和带外抑制比相互制约，通带和阻带交替。对于频率为11.7 GHz、带宽为1 GHz的RF信号(边带信号同为1 GHz)，可以设置滤波器带宽为6.7 GHz，耦合系数为0.78，抑制带内波纹峰值等于-25 dB。调制载波中除第一低频边带外，包括载波和第一高频边带均位于滤波器的阻带内。这种载波单边带抑制有利于进一步减小OBFN的群延迟响应带宽需求。此时带宽仅为射频信号带宽1 GHz远小于单边带调制时的12.5 GHz和双边带调制时的25 GHz，简化延迟单元至可接受范围。但是在单端探测器进行光电转换时，由于载波抑制，需要把载波重新插入到探测器接收端，RoF链路如图6所示。

图6 单边带载波抑制及再入RoF链路

4 非载波载入单边带调制

在上述RoF链路中，为了拍频出RF信号，需要重新载入光载波(未调制)，光载波需要与经过OBFN延迟的链路保持相干，因此对激光器的线宽提出了比较严苛的要求，尤其是当线阵天线的口径比较大时，需要比较长的延迟响应，会导致两路光载波退相干，导致信号丢失。因此这种单边带载波抑制结构会因为激光器的线宽限制天线的口径尺寸。相比于在电光调制器中，通过控制2个调制臂之间射频信号的相位差和偏压差，滤波器需要引入非对称MZI微环级联滤波器，滤波器中额外增加了5个相位控制单元。另外滤波器的带宽和带外抑制都是耦合系数敏感量，由于制造中容差，会导致耦合系数偏差，进而影响滤波器性能。

对比以上2个调制器调制方式以及其需要的OBFN带宽需求，本文提出了一种新型的光链路结构。首先为了减小OBFN中微环延迟量的负担以及有效折射率的色散效应，应该避免双边带调制；为了避免相干探测以及相干探测时激光器对天线口径的限制，同时减小芯片中的控制单元数和提高可靠性，单边带调制避免采用滤波器，而是通过控制MZI调制器的偏压差和射频入射信号的相位差实现。在单边带调制中，由于仍然需要OBFN满足高达RF信号频率的带宽需求，因此对OBFN中的微环延迟响应配置，如图7所示。

图7 单边带调制双周期频谱示意

使得光载波和低频第一边带分别位于微环延迟线中不同延迟周期中，由于群延迟响应差，光载波和边带频率会有一定的延迟差，但是足够保持天线口径尺寸中的相干特性，实现真正的电光直调和光电直测。此结构中，由于需要使边带和载波处在不同的周期，因此频率的可扩展性变差，对于较小的RF输入，需要较小的FSR，而FSR反比于微环周延迟或微环周长，也就是要求微环周长较大，一定程度会降低芯片的集成度。在芯片设计中，出于控制简单可靠的思路，优先采用调制器单边带强度直接调制，双周期群延迟响应直接探测RoF链路。

针对双周期真时延的仿真，其仿真结果如图8所示。

图8 双周期真时延仿真

为了实现宽带和较大延迟时间，图8中每一路延迟采用2个谐振环。为了实现3 GHz带宽，2个谐振环谐振频率相差约2 GHz。带内平坦，最大可实现100 ps的延迟时间。为了实现较小的FSR，微环半径约0 mm(波导基模有效折射率为2.92)。谐振环延迟网络的2个周期相隔约30 GHz，因此，对于30 GHz的射频信号，载波和信号分置在谐振环的2个频率不同但是延迟响应相等的通带内，实现了双周期大带宽的真时延架构。同时需要再次指出的是，为了获得较小的FSR，需要较大谐振环直径，不利于高密度集成。

5 结束语

在分析了用于光控相控阵天线的波束合成网络光链路的基础上，针对双边带调制、单边调制、单边带滤波和载波载入结构进行了分析。双边带调制和单边带调制均需要远大于RF带宽的光带宽要求，显著增加了波束合成网络的复杂度。单边带滤波和载波载入技术，虽然能够实现波束合成网路的最优化链路结构，但是，一方面增加了5个用于滤波的参量控制，同时由于载波载入，天线孔径会受到激光相干时间的限制。本文最后提出的非载波载入单边带调制，充分利用了谐振环的周期结构，避免了滤波器的引入，同时由于光载波和边带在同一延迟结构内，因此适用于任何口径的阵列天线。