非同步DC/DC 电源芯片应用的研究

李销，林积涵，马齐成

（广州汽车集团股份有限公司汽车工程研究院，广东 广州 511434）

引言

开关电源芯片就是利用电子开关器件（如晶体管、场效应管、可控硅闸流管等），通过控制电路，使电子开关器件不停地“接通”和“关断”，让电子开关器件对输入电压进行脉冲调制，从而实现DC/AC、DC/DC 电压变换，以及输出电压可调和自动稳压。

1 DC/DC 介绍

DC/DC 电源包括同步和非同步DC/DC，同步与非同步DC/DC 的区别是在整流模式上的不同。从外部电路上看，非同步整流DC-DC 则需要外接肖特基整流二极管（见图1）；而同步整流DC-DC，外部不需要再接肖特基整流二极管（见图2）。

非同步的DC/DC在小负载的情况下会进入DCM模式(非连续导通模式)，此时DC/DC 工作 波形会发生振荡，可能会产生较大的辐射干扰，输入输出的纹波也较大，在我们的应用中处于DCM 模式的DC/DC 会有比较大的辐射，严重影响EMC效果，且干扰的频点毫无规律（见图3）。

图2 同步的DC/DC， 通过MOS 管续流（对管）

图1 非同步的DC/DC， 通过二极管续流

图3 不同负载下的振荡波形

2 开关电源三种工作模式

CCM 连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。DCM非连续导通模式：在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。BCM 边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM 变化器是可变频率系统。其工作过程详见下图4。

图4 开关电源不同工作模式

上图4 详细的推导解析：

I ripple=△I/IL＜2(CCM)

I ripple=△I/IL=2(BCM)

I ripple=△I/IL＞2 (DCM 或FCCM)

当IC 工作在BCM 时：

IL=△I/2

△I=[Ton*(Vin-Vout)]/L

Ton=D*(1/f)

(Vin-Vout)D=Vout*(1-D)(忽略了二极管的压降，所以只是近似计算)

IL=Vout（Vin-Vout）/2(vin*f*L)

3 关于自举电容

BOOT 和SW 引脚之间的自举电容提供导通N 沟道MOSFET的栅极电流。该电容的推荐值为10nf，而且应该选用高质量、低ESR 的陶瓷电容。可以为自举电容串联一个小电阻来延长内部N 沟道MOSFET 的导通过渡时间。可以使用10 到50 欧姆的电阻来延长过渡时间。这有助于降低交换式供电电路的电磁干扰。并非所有的设计都推荐使用这样的串联电阻，因为它会增加开关损耗，使得热性能方面的设计更加困难。

（1）如下图5，可通过增大电阻阻值来延长MOSFET 的导通过渡时间，有利于RE 改善。

（2）电阻太大会增加开关损耗，IC 发热量增大，甚至损坏IC，SPEC 建议控制在10-50 欧姆，可根据实际情况决定是否采用此方法。

图5 增大电阻阻值延长MOSFET 的导通过渡时间

4 通过RC 滤波改善辐射

如下图6 在输出端加RC 有助于吸收电压尖峰，改善辐射，可以根据实际情况调试决定是否需要使用。

图6 通过RC 滤波改善辐射

5 电感值的计算

电感值是有负载电流、纹波电流、最小和最大输入电压决定的。为了保证电路工作在联系传导模式CCM，最大的纹波电流IRIPPLE 应该小于最小两倍的最小负载电路。基本规则是保持电感电流峰峰纹波大约为标称输出电流的30%。这可以在过大输出电压纹波和过大元器件尺寸、过高成本之间实现较为合理的平衡。当选择电感纹波电流时候要保证峰值电流小于“电气特性”部分给出的最小电流极限值。已知纹波电流的值，可以利用以下共工氏计算电感L 的值：

6 二极管的选择

二极管选择应该是在最恶劣情况下的损耗。对BUCK 变换器，若输入电压上升，则占空比下降，由于电感平均电流IL依然固定在Io 处，所以二极管平均电流上升。因此，buck变换器中二极管的平均电流在VINMAX 处达到最大。所以可以用普通电感设计的步骤中计算出数值。计算公式如下。

二极管平均电流是ID=IL*(1-D) (所有拓扑)

或等价为 ID=IO*(1-D) (BUCK)

ID=IO (boost 和buck-boost)

由此可得二极管的损耗是

PD=VD*ID=VD*I0 *(1-D) (BUCK)

PD=VD*ID=VD* V0 *(1-D)(boost 和buck-boost)

对于Boost 和BUCK-BOOST 变换器，若输入电压上升，则占空比下降，电感平均电流也下降，所以ID 保持IO(boost和buck-boost 变换器的输出电流必须通过二极管，所以ID必须时刻和IO 相等)。因此，这些变换器中的二极管的平均电流不会受输入电压的影响，所以可以用普通电感设计步骤中计算出数值。普通二极管选择的选择窍门是使用选定二极管的额定电流至少等于下面给出的最恶劣平均电流的两倍，这样可以降低损耗，因为二极管的正向压降随其额定电流的上升而降低。

（1）对于Buck 来说二极管的功率：P=VD*Io*（1-D），当输入电压最大时其功率损耗达到最大值，故应以最大输入电压来评估二极管功率损耗的风险。

（2）稳态下二极管峰值电流：Imax=IL(max)+1/2 Irip -ple(max)，这与电感的峰值电流相同。

（2）二极管的电压变化速率对EMC 会有影响，速率较慢对有益与EMC，速率太慢会影响DC/DC 正常工作 甚至损坏开关，调试过程中发下不同二极管对纹波也用影响。

7 输入输出纹波

（1）好的环路有益于减小纹波。

（2）如电源波形出现了振荡，其纹波很可能不比较大且无规律，导致辐射比较大。

（3）输入端增加一个电感构成LC 滤波对纹波及RE 有非常大的改观，加电感前后会有。对于输入滤波器，应该尽量选用高质量、低ESR 的陶瓷电容。考虑到电容容差和电压效应，多个电容可以并联使用。如果预计在LV13603A 的最大额定值附件会出现阶跃输入电压瞬态，则应该对VIN 引脚处的自振和可能的电压尖峰镜像仔细评估。在这些情况下可能需要一个额外的阻尼网络或者输入电压钳制。

输出电容可以现在输出纹波电压，为瞬态加载条件提供充电源。多个电容器可以并联使用。具有极低ESR 的陶瓷电容器，可以降低输出纹波电压和噪声尖峰，而并联的高ESR电容器则可以为瞬态加载和卸载提供大容量电容。所以，并联的电容器、单个低ESR 的SP 活Poscap 电容器、或者是大陶瓷电容可以提供最优整体性能。输出电容选择取决于具体应用以及纹波和瞬态要求。通常推荐使用至少100uf 的电容。输出电压纹波估计公式为：

8 结束语

开关电源芯片由于其工作特性，总存在一定的开关频率，这开关频率对辐射和传导都有很大的影响。使用不当，不仅会音响产品本身的性能，而且会影响到周边产品的性能。故我们在使用开关电源芯片的时候，还是要降低辐射干扰，注意外围电感和二极管的选型。当然其layout 也对纹波有很大的影响，注意参考芯片规格书的layout 方式。务必确保开关电源的输出的纹波足够小，从而确保产品的性能。