航空电子MB-OFDM-UWB无线互连信道分析与仿真

左沅君，李峭，熊华钢，卢广山

北京航空航天大学 电子信息工程学院，北京 100083

有线通信是飞机内部航空电子设备之间的常规互连方法，如：1553B总线、航空电子全双工交换式以太网(AFDX)网络等[1-2]。然而，为了解决体积、重量和功耗(SWaP)问题，对于非关键性的机上娱乐设施(In-Flight Entertainment,IFE)，较早采用无线语音和多媒体数据的传输[3]，使得客舱的布线不受座椅布局变化影响，取得可观的经济效益。对于安全关键性系统，2008年湾流公司尝试采用无线互连作为有线数字化飞控的冗余备份路径；近年来Boeing 737MAX和中国C919飞机采用了无线胎压和刹车温度测量系统；2013年，航天飞行器组织(Aerospace Vehicle Systems Institute,AVSI)对机内航空电子无线互连(Wireless Avionics Intra-Communication, WAIC)技术进行倡导，得到学术界和国际标准化组织的重视[4-8]。

考察机载无线技术应用于航空电子设备互连的无线体制，早在2003年美国军方与MSSI公司合作，研制了一种基于脉冲无线电超宽带(IR-UWB)的机载无线通信系统[9]，提供64 kb/s的语音通信，采用时分多址(TDMA)方式容纳8位机组成员之间的通话，通信范围150 m，但该技术的推广受到该公司专利权的限制。2013年，欧洲开始实施无线机舱(Wireless Cabin)计划[10]，发展机舱内无线通信技术，以及部分舱外设备(如：发动机、起落架)之间的互连。NASA、CANEUS等研究机构甚至提出飞机无线操纵(Fly-by-Wireless)概念[11]，将无线数据传输引入到飞机控制等航电核心设备中，2013年国际航空运输协会(IATA)预期该技术将在2020年之后应用。

除了具有极高安全性等级和特殊应用需求的飞控系统之外[12-13]，更为宽泛的WAIC应用需求是在飞机若干隔舱内建立无线信道[14]，形成通信子网，子网内部和具备互连条件的子网之间采用低功耗、抗干扰和具有电磁兼容性的超宽带(UWB)无线互连技术。电信联盟(ITU)成立WP5B工作组，用于协调各国WAIC的电磁资源需求；波音、空客、霍尼韦尔、柯林斯、NASA等均参与其中；世界无线电通信大会(WRC)定期更新无线航空内部通信网络相关的研究成果并发布相应标准。美国联邦通讯委员会(FCC)规定民用UWB限制在3.1～10.6 GHz并低于-41 dB发射功率，以保护GPS、导航和军事通信频段。在工程应用方面，ECMA-368标准定义了一种UWB无线通信的媒体访问控制层(MAC)和物理层标准，文献[2,11]设计了一种基于ECMA-368标准的UWB机内无线互连系统，并对机内采用UWB通信的安全性和可靠性进行了评估和验证。

由于UWB无线信号的传播信道具有时变性和不确定性，飞机内部复杂的舱室结构更增加了信道特征的复杂度。实际测量能够得到第一手数据，通过飞机客舱内的无线收发实验，统计得到路径损耗和均方根时延扩展[15]。仿真则能够以较低的成本虚拟舱内电磁场的情况，对于飞机客舱内的三维空间，采用射线追踪[16-17]、时域有限差分(FDTD)[18]等算法分析窄带或UWB无线信号大尺度衰落等传播特性，并与实测数据进行对比[19]；对于飞机设备，则进行了电磁兼容性仿真验证[20]。

不同于飞机客舱，对于航空电子设备密集的环境，如：驾驶舱，多类型材质和不规则结构造成的反射及折射会引发更复杂的多径传播；如果采用UWB无线通信体制，则需要在前人工作的基础上，发展更具通用性的信号系统建模方法，并给出一套具体的信道模型参数。

在UWB无线信道模型参数的支持下，采用多频带正交频分复用超宽带(MB-OFDM-UWB)通信技术，将信道划分为若干子信道[21]，分配较大的符号间隔，有助于实现在驾驶舱内抗多径干扰。

本文将多簇多径信道模型引入WAIC超宽带通信系统，研究贡献在于：基于接收球的反射角误差建模方法和仿真实验，初步考虑驾驶舱的几何构型，优化改进了IEEE802.15.4a标准室内信道模型[22]，提出一套适应航空电子机舱内部特征的簇到达率、径到达率等信道模型参数；给出一种适用于WAIC应用的MB-OFDM-UWB无线通信物理层设计方案，通过对驾驶舱内MB-OFDM-UWB通信系统建模和仿真分析，得到UWB信号冲激响应的仿真结果，验证了该结果符合分簇分径的传输规律；此外，研究过程中掌握的一系列无线传输仿真手段，为后续多种机舱环境下MB-OFDM-UWB系统的信号特征研究储备了基础。

文章的组织结构：第1节介绍了MB-OFDM-UWB系统；第2节介绍了机舱内UWB信道模型；第3节讲述机舱内UWB信道仿真原理和仿真方法并验证其可信性；第4节进行了数据处理与结果分析。

1 MB-OFDM-UWB系统

MB-OFDM信号在OFDM信号的基础上加入了多频带跳频机制，如果该信号绝对带宽不小于500 MHz，则同时符合UWB信号的定义。如果采用与ECMA-368标准兼容的定义，该体制下将3.1～10.6 GHz频段分成14个子带，每个子带528 MHz，OFDM符号采用128点快速傅氏变换(IFFT/FFT)，由100个信息子载波、12个导频子载波、10个保护子载波和6个空子载波构成[23]。OFDM符号的复基带信号通用表达式为

(1)

式中：t0≤t

MB-OFDM-UWB信号在传统的OFDM信号上，利用跳频技术交替使用组内各个子频带，使信号频率得到进一步展宽。MB-OFDM-UWB发射信号与复基带信号之间的关系为

(2)

式中：sn(t)为第n个OFDM符号的复基带信号，持续时间为(0,T)；Re(·)表示取实部；fn为第n个子频带的中心频率，子频带的中心频率交替跳变；NB为OFDM符号数。

图1为MB-OFDM-UWB系统的通信原理框图。数据经过编码、交织、正交相移键控(QPSK)映射后进行串并转换、IFFT、加零前缀和保护间隔，生成MB-OFDM符号，接着经过数模变换和低通滤波得到基带信号，然后通过时频码变换器产生变化的子频带编号，选择不同的载波中心频率，产生跳频的调制载波，实现时频交织。

本文超宽带信号采用了ECMA368标准规定的第1组频段，频率为3 168～4 752 MHz，与文献[15] 中在机舱内部实测所使用的3.1～10.6 GHz 频段相符，同时符合IEEE802.15.4a标准所适应的2～10 G频段。

图1 MB-OFDM-UWB系统的通信原理框图Fig.1 Diagram of communication procedure of MB-OFDM-UWB system

2 机舱内超宽带信道模型

机舱是由大量的金属材料和部分复合材料构成的腔体，是空间结构受限的通信环境，接收端信号由大量经反射、绕射和散射的多径分量叠加而成，描述这样的信道需要多簇多径信道模型。

IEEE802.15.4a标准采用冲激响应对多簇多径信道进行描述，尽管该提案仅针对于室内超宽带通信[24]，但其冲激响应表达式具有一般的意义，即

(3)

式中：θk,l为第l个簇内第k径的相位；Tl为第l簇的时延，可由泊松分布表示

p(Tl|Tl-1)=Λe-Λ(Tl-Tl-1)l>0

(4)

式(3)中：τk,l为第l个簇内第k径相对该簇内第1径的时延，可由混合泊松分布表示为

p(τk,l|τ(k-1),l)=βλ1e-λ1(τk,l-τ(k-1),l)+

(β-1)λ2e-λ2(τk,l-τ(k-1),l)

(5)

式(4)和式(5)中：Λ为簇到达率；λ1、λ2为混合径到达率；β为混合因子。式(3)中：αk,l为第l个簇内第k径的幅度增益，定义为

αk,l=pk,lβk,l

(6)

式中：pk,l为均等概率,取+1或-1；βk,l为第l簇中第k径的信道系数，服从对数正态分布,即

βk,l=10xk,l/20

(7)

式中：xk,l为高斯随机变量(均值为μk,l，标准差为σk,l)。xk,l满足:

xk,l=μk,l+ξl+ζk,l

(8)

(9)

(10)

式中：Γ为簇衰减系数;γ为径衰减系数。通过上述参数，就能描述UWB信道模型。

在机舱此类多径环境中，信道冲激响应在较大时延处也会呈现功率分布，均方根时延扩展τrms可以描述信道多径效应的严重程度，即多径分量个数越多，则多径能量越分散，均方根时延扩展就越大。τrms能够通过各多径分量的到达时间和功率计算得到

(11)

式中：G为全部多径信号分量的总功率；an为各个多径分量的幅度；τn为各径相对第1径的到达时延。

UWB信号的冲激响应具有多簇多径特性[25]，但在机舱内通信，需要在考虑机体内壁对信号传播影响的条件下得到新的模型参数。另外，对于不同尺寸和结构设计的机舱，需要根据仿真或实际测得冲激响应的时域波形拟合得出相应的多组参数。

3 机舱内超宽带信道仿真

采用基于射线追踪法及其改进方法，能够以较低的代价得到冲激响应的仿真结果。例如：通过基于接收球的反射角误差法[19]，反映机舱内信号传播的模型特征。

3.1 仿真原理

基于接收球的反射角误差法的主要原理是在反射面上查找给定的接收点附近满足射线追踪要求的反射点。给定实际接收点R，设定一个接收球半径r，经过接收球的射线都被认为是合理的射线追踪路径，例如：在图2中从设定的发射点S发出大量射线，其中一束射线到达反射面上的点F，入射角为α，反射点到理想接收点R之间的连线为FR,FR与反射面切线的夹角为β，反射线FR′与FR之间存在相位差η=β-α。则F是合理反射点的条件为：FR′到接收点R的距离小于或等于接收球半径r。

所以，对模型中每个反射面上的所有点Fi进行判断，当其满足:

d3sin|η|≤r(d1+d3)

(12)

时，SFR是合理的追踪射线。式中：d1为线段SF的长度；d3为线段FR的长度；r(·)为接收球半径，其随d1和d3的长度和而变化。要得到点R处的电场强度E，可由射线追踪得到每条射线在点R的场强Ei(i=1,2,…,N)，继而由电磁计算理论[26]：若电磁波波长相对环境特征尺寸可以忽略不计，则将各个传播路径抵达接收点射线的场强矢量相加，可近似地看作接收点场强E：

图2 基于接收球的反射角误差法原理Fig.2 Principle of reflection angle error method based on receiving ball

(13)

对UWB信号带宽内不同频率点的射线进行计算，在接收点通过式(13)对结果进行矢量相加得到场强E，可计算接收信号功率，进而得到功率延迟谱。

仿真设置时，主要考虑舱壁表面的UWB反射信号，忽略舱壁的透射；在机舱中电磁波的透射主要考虑电磁波穿透座椅传播，在软件仿真计算过程中，通过判断路径线段两端点(反射点或发射/接收点)坐标在机舱中的相对及绝对位置来进行判断，即路径线段在机舱y轴方向上传播距离大于座椅之间或座椅与设备的间隔，且射线段至少有一端在z轴方向上小于椅背高度；驾驶舱还需考虑雷达和驾驶之间的复合隔板及复合材料舱门。

由菲涅耳公式[26]，在机舱这类非铁磁环境下的反射系数由垂直系数和水平系数构成

(14)

(15)

式中：θ为射线的入射角度；ε1和ε2分别为两种介质的复相对介电常数。因此，射线的反射率Rs及透射率Ts可表示为

(16)

(17)

仿真中UWB信号的路径损耗PLdB应满足：

(18)

PL0(f)=3.0f+37

(19)

n(f)=-0.07f+2.75

(20)

σPL=0.05f2-1.47f+5.80

(21)

式中:f为信号频率。

3.2 仿真方法的有效性

实际测量是验证仿真方法有效性的最终手段，然而实际测量的成本很高，间接的验证方法是对于某个已有实测结果的环境进行建模并仿真。如果仿真结果与实测结果相符，则不仅说明了该具体仿真结果的可信性，而且说明仿真方法也是有效的。与自由空间的信道模型及其信号模型不同，在机舱内的无线信道较为复杂，存在一定的误差是客观上难以避免的问题。文献[4]也指出，在相应的电磁及信号模型建模上，机舱内环境仍存在较大的困难。

已有的实测结果往往针对于客舱，文献[15]中，将超宽带发射天线放置于机舱第2排中间的顶部，每个座椅的扶手、底部和顶部轮流放置接收天线用以测试不同接收点情况。所用天线可在仿真模型中近似成理想的全向垂直极化天线。

尽管本文的应用目标为机舱内的无线通信，但为了和上述具有实测结果的基准环境对比，也通过MATLAB建立简化的Boeing 737-200客舱直段仿真模型，如图3所示。

通过仿真，对客舱直段内路径损耗PL和传播距离d的关系采用最小二乘法拟合。如图4所示，分别得到本文基于接收球的反射角误差法、采用文献[16]射线密度归一化方法和文献[15]实际测量后的归一化拟合直线。

图3 Boeing 737-200客舱仿真模型Fig.3 Simulation model for cabin of Boeing 737-200

图4 路径损耗与距离的关系Fig.4 Relationship between path loss and distance

可以通过式(18)分别计算得到3种方法的路径损耗指数n，如表1所示。可见在机舱环境下，基于接收球的反射角误差法仿真计算得到的UWB机舱信道路径损耗，相比采用多平面近似曲面的射线密度归一化法，更能准确描述实际测量的结果。

表1 3种方法的路径损耗指数Table 1 Path loss index of three methods

本文仿真结果与文献[15]在机舱的实测结果具有一致性，说明了在UWB信道仿真应用中，基于接收球的反射角误差法具有可信性和有效性，可以仿真得到适用于机舱环境的UWB信道模型。

3.3 驾驶舱的仿真模型

对Boeing 737-200驾驶舱进行建模如图5所示。发射天线设置在距机舱最前端2 m的中间顶部位置，接收天线分别设置在距离发射天线drm的中间底部位置dr=1,2,…。参考不同材质的经验参数[28]，金属舱壁和皮质座椅的相对介电常数εr分别取1和2.6，雷达和驾驶之间的复合隔板及复合材料舱门的相对介电常数εr取16[29]。

图5 Boeing 737-200驾驶舱仿真模型Fig.5 Simulation model for equipment cabin of Boeing 737-200

4 数据处理与结果分析

仿真得到超宽带信号在Boeing 737-200驾驶舱内的有效传播路径如图6所示，仅考虑直射和1～4的合理反射路径。

由反射、透射公式式(16)和式(17)可以得到每条路径到达接收点的功率，将有效路径通过矢量叠加可以计算得到不同位置的功率延迟谱如图7所示。

由图7对接收端的UWB信号分簇，用宽为k个点的窗口[30]对功率延迟谱采用最小二乘法拟合，其中k=2,3,…。仿真结果和二乘法拟合的差在一个窗口内不断增大，当差值达到本窗口所设门限后，当前窗口内的k个点就组成了信号的一个簇，窗口外的下一个点则为下一个簇的第一点，再设置新的窗口循环进行上一步操作。

簇衰减系数Γ可通过计算每个拟合簇所组成直线的负斜率得到[31]；径衰减系数γ可通过计算每个簇的负斜率取平均得到。由图7可计算得到：接收距离为2 m和6 m时，簇衰减系数Γ分别为4.541和3.137；径衰减系数γ分别为13.623和7.795。从而根据式(4)～式(7)可以计算得到机舱内不同区域的簇到达率Λ，混合径到达率λ1、λ2及混合因子β见表2。

从图7和表2能看出，在本文所采用基于接收球的反射角误差法对驾驶舱的仿真结果中，随着收发距离的增大，簇、径衰减系数降低，簇到达率升高。即当距离增大，延迟多径分量在整个接收信号中的占比增大，与IEEE802.15.4a标准及文献[15]提出的模型特征相符合。

图6 驾驶舱内超宽带信号有效传播路径Fig.6 Propagation path of UWB signal in equipment cabin

图7 超宽带信号功率延迟谱Fig.7 UWB signal power delay spectrum

将得到的信道参数代入式(3)，得到信道的冲激响应式。设置发送比特速率110 Mb/s，通过物理层仿真可得到MB-OFDM-UWB系统在驾驶舱信道模型下的误码率，归一化信道响应和均方根时延扩展。

仿真结果显示当信噪比大于15 dB时，误码率低于ITU标准规定的10-6，较普通室内信道高1 dB，如图8所示(以收发距离4～6 m为例)。由于机舱内密集多径信道环境的影响，MB-OFDM-UWB系统在驾驶舱内信道的误码率性能仿真结果相对于室内环境有所下降。

图9为仿真100次得到的归一化信道响应平均值，图10中所获得的均方根时延扩展结果为100次仿真的统计结果，其中红色虚线为所取均方根时延扩展的平均值。可以看到，冲激响应符合多簇多径特征，仿真得到的均方根时延扩展在ns范围内，其中峰值的位置对应为100次仿真中多径分量个数最多的一次仿真结果，分别为15 ns和25 ns。且收发距离为0～2 m和4～6 m时，均方根时延扩展的平均值分别为5 ns和15 ns。

图8 误码率仿真结果Fig.8 Simulation results of bit error rate

图9 驾驶舱的归一化信道响应Fig.9 Normalized channel response of equipment cabin

图10 驾驶舱的均方根时延扩展Fig.10 RMS delay spread of equipment cabin

5 结 论

本文以机舱内超宽带无线信道为研究对象:

1) 将多带正交频分复用与超宽带通信相结合的MB-OFDM-UWB无线通信系统应用于机舱环境内，对系统进行建模和仿真分析。

2) 利用基于接收球的反射角误差建模的方法对机舱内部超宽带信号传播进行射线追踪，证明方法可用性。

3) 利用MATLAB作为仿真平台构造驾驶舱环境，得到信道模型的功率延迟谱和有效传播路径。参考IEEE802.15.4a标准模型，通过仿真结果提取得到能应用于驾驶舱内部的超宽带信道模型参数。其中在4～6 m范围内，簇到达率Λ=0.225/ns，径到达率λ1=2.414/ns、λ2=0.277/ns，混合因子β=0.075。

4) 利用搭建的MB-OFDM-UWB系统对信道模型仿真，得出当码速率为110 Mb/s模式下，信噪比为15 dB时，误码率低于ITU标准规定的10-6，并得到冲击响应仿真结果以及均方根时延扩展，符合多簇多径的特征。

值得说明的是，本文旨在给出一种信道建模方法和评估方法，在实际应用中通信工程师可以根据模型框架，在真实机内环境的条件下进行更加准确的计算和校准，使之能够接近实用性的目标。