ISOP 型直流变压器的谐振网络分析与设计

张中锋，谢晔源，石 巍，许 烽，李海英，田 杰

（1.南京南瑞继保电气有限公司，南京 211102；2.国网浙江省电力有限公司电力科学研究院，杭州 310014）

0 引言

近年来，随着电力电子技术的发展，直流输配电面临的技术问题逐步得到解决，与交流系统相比，直流系统具有线路损耗低、电能质量高、重构灵活等优势，可以更充地分发挥分布式电源以及直流负荷快速发展的价值和效益[1-3]。

DCT（直流变压器）作为直流配电网中进行直流电压变换与能量传递的关键换流设备，近年来获得广泛关注[4-5]。目前很多专家学者的研究主要集中在电压等级低、容量小、单方向的功率变换，但这些变换器无法满足中压直流和低压直流之间的电压隔离变换和大功率能量传输需求[6-7]。为满足柔性直流配电网中直流变压器高压侧耐受高电压的需求，需要采用模块串联方案来解决，以避免半导体器件直接串联对驱动一致性要求高等问题带来的风险；同理，为满足低压微网侧大电流需求，则需要采用模块并联方案来解决[8-9]。文献[10]全桥直流变换器ISOP（输入串联输出并联）组合式系统的研究，采用开环与闭环相结合的方式，简化了整个电路的控制策略，但是功率仅能单方向传输。文献[11]提出了基于DAB（双有源全桥）的直流固态变压器方案，能够实现能量双向传输，但该变换器工作在大电流关断模式，关断损耗较大并且存在较大的系统无功环流。

本文研究的适用于柔性直流配电网的模块化ISOP 型直流变压器，工作在谐振软开关工作模式，具有开关损耗低、宽负载范围内输出输入电压增益稳定、潮流能够双向流动等特点。本文首先给出了模块化ISOP 直流变压器的拓扑结构和工作原理，然后进行了软开关运行模态的理论分析和谐振网络的参数设计，最后设计并生产了一台500 kW，±10 kV/750 V 直流变压器，在示范工程中投运，验证了上述理论和分析的正确性。

1 拓扑结构及工作原理

1.1 拓扑结构

本文所述的模块化ISOP 直流变压器拓扑结构如图1 所示，它由N 个串联谐振子单元组成，每个子单元由1 个高压侧全桥模块、1 个低压侧全桥模块、1 个高频变压器和1 组LC 谐振网络构成，高频变压器原副边之间需要按照能够承受高低压直流电网间的电压差进行绝缘设计。

图1 ISOP 拓扑结构

图2 为串联谐振子单元电路，高压侧模块主要由功率器件Q1—Q4及母线电容CH构成，低压侧模块由功率器件Q5—Q8及母线电容CL构成。C1和C2分别为原、副边谐振电容，Lr为谐振电感（包含高频变压器寄生漏感），Lm为高频变压器TR的励磁电感。

图2 LC 串联谐振子单元拓扑

1.2 定频同步控制

谐振子单元电路正常工作时，采用定频同步控制，即驱动电路开关频率与谐振网络固有谐振频率相同，高压侧模块半导体开关器件Q1/Q4与Q2/Q3施加占空比为0.5 的互补的驱动脉冲信号，低压侧模块半导体开关器件Q5/Q8与Q6/Q7也施加同样的互补的驱动脉冲信号，高低压两侧驱动信号同相位，驱动脉冲如图3 所示。

图3 定频同步控制高低压侧驱动脉冲

定频同步控制模式下，高频变压器TR的原、副边电压均为占空比为50%的高频方波电压，相位完全相同，输出电压为[12]：

式中：Ui为输入电压；Uo为输出电压；Ro为负载电阻；R 为谐振回路电阻；n 为变压器原副边变比。串联谐振网络处于谐振工作状态时，谐振电阻R很小，因此输出电压与输入电压近似线性关系。

2 软开关运行模态分析

本文研究的模块化ISOP 直流变压器可以实现高低压侧间的功率双向传输，为提高变换器的工作效率，子单元工作在LC 串联谐振状态，即通过谐振技术实现逆变管的ZVS（零电压开通）和整流管的ZCS（零电流关断），降低了IGBT（绝缘栅双极晶体管）和二极管的开关损耗，从而提高变换器的开关频率，缩小磁性元器件的体积，提高功率密度。

图4 为理论分析得到的谐振网络的稳态工作波形。一个开关周期可分为8 个工作阶段，由于前半周期和后半周期对称工作，因此仅选取前半周期的4 个工作阶段进行分析。

图4 LC 串联谐振单元的理论工作波形

具体工作过程分析如下：

（1）运行模态1，对应时间[t0，t1]：t0时刻开关管Q1和Q4导通，电感电流iL1通过反并二极管DQ1和DQ4续流，Q1和Q4为零电压开通。此时，加在A 和B 两点的电压为和iLm开始增加，iL1增加较快，副边二极管DQ5和DQ8导通，将C和D 两点电压钳位在输出电压Uo。tx时刻，iL1从负过零，而后流过Q1和Q4。

（2）运行模态2，对应时间[t1，t2]：t1时刻电感电流iL1与励磁电流iLm相等，此时副边电流iL2下降为零。二极管DQ5和DQ8因为电流为零而自然关断，不存在反向恢复过程，实现了ZCS 软开关。同时输出电压不再对C 和D 两点钳位，L2和C2退出谐振，Lm和L1一起与C1发生串联谐振。相对于电感L1，励磁电感Lm感抗很大，所以此时的谐振周期要比L1和C1的谐振周期大得多，故电流iL1上升非常缓慢。

（3）运行模态3，对应时间[t2，t3]：t2时刻Q1和Q4关断。电感电流iL1将电容CQ1和CQ4充电至电压为Uin，同时将电容CQ2和CQ3放电至电压为零。在保证电容充放电完全的情况下可通过参数设计最大限度减小此时电流iL1，则Q1和Q4可近似实现零电流关断。与谐振电容C1相比，并联电容的容值非常小，因此运行模态3 是在死区时间内瞬间完成的。充放电完毕后A 和B 两点的电压由Uin变为-Uin。

（4）运行模态4，对应时间[t3，t4]：t3时刻电容CQ1—CQ4充放电完全，电感电流iL1通过DQ2和DQ3续流。副边二极管DQ6和DQ7导通，开始了后半周的能量传递过程。t4时刻，Q2和Q3零电压导通。

后半周期4 个工作阶段与前述工作过程类同，不再赘述。

3 谐振网络特性分析及参数设计

3.1 谐振频率和增益特性分析

根据上节分析，为了提高变换器工作效率，进行串联谐振单元参数设计时，需保证开关频率与谐振频率近似相等，此时电流工作在完全谐振模式。由于完全谐振模式工作时，交流电流波形近似为正弦波，可用基波分量法进行分析，即假设只有开关频率的基波分量才能传输能量，从而将谐振变换电路等效为一个线性网络来分析其输入输出特性。串联谐振变压器的等效电路如图5所示。为了简化分析，变压器TR变比设为1：1。其中，UAB为A 和B 两点电压的基波分量，UCD为C和D 两点电压的基波分量，Req=8R/π2为输出负载R0耦合到一次侧的等效负载。

图5 串联谐振变压器的等效电路

根据图5，可以求得串联谐振变压器的传递函数为[13]：

式中：ωs为开关角频率。

发生谐振时，式（2）中传递函数虚部为零，可得：

由式（1）、式（2）可得串联谐振变压器的电压变换增益M 可以表示为：为开关频率

当hg=1 时，谐振变换器在谐振频率点的增益为1，与负载无关。

3.2 谐振网络参数设计

本文研究的模块化ISOP 谐振型直流变压器，采用简单、高效、稳定的定频同步控制，在此控制策略下结合3.1 章节分析结论对谐振网络的励磁电感、谐振电感、谐振电容参数进行设计。

由章节2 谐振运行模态分析可知，在死区时间内通过励磁电流对开关管的结电容进行充放电，从而使开关管工作在ZVS 状态，根据文献[14]的分析，可以推出LC 串联谐振变压器的励磁电感设计值为：

式中：Cce为开关管结电容；fr为谐振频率；Tdead为驱动死区时间。

根据式（4）可以得到不同k 值下的归一化增益曲线族如图6 所示。由图可知，随着k 值的增大，谐振频率点附近的增益曲线越来越平稳，最大增益值逐渐降低，但当k 值大于一定值时，变换器的电压增益完全小于等于1。本文中k 按照取值10 设计，进而可以由励磁电感值推算出谐振电感值。

图6 不同k 值下的归一化增益曲线（Q=0.3）

谐振电容的选择则根据谐振频率确定，由：

可得：

由章节3.1 分析可知，为了保证在宽负载范围内实现输出电压稳定，设计应使hg=1；为了保证谐振电路正反向工作特性的一致，应将电路设计为对称结构[15]，h 和g 均取值为1，即有：L1=L2=Lr/2，C1=C2=2Cr，此处均按照单位匝比进行设计；在非单位匝比情况下，L2和C2按照变压器实际匝比n∶1 进行折算，有L1=n2L2=Lr/2，C1=C2/n2=2Cr。

4 试验研究

4.1 试验系统

示范工程建设的柔性直流配网系统如图7 所示，柔性直流换流站内包含三端MMC（模块化多电平换流器）型AC/DC 柔直换流器，第四端由直流断路器、限流电抗和直流变压器构成。±10 kV中压直流母线电压由MMC 控电压站支撑，直流变压器建立低压微网750 V 直流母线电压，直流负荷为直流充电桩，低压直流微网可以考虑扩建光伏、储能，构建包含源网荷储元素的主动配电网[16]。

本示范工程设计并生产了一套额定容量500 kW 直流变压器，采用集装箱内屏柜式安装结构。

4.2 系统试验结果

图7 柔性直流配网系统

图8 为直流变压器在柔性直流配电网中运行时带充电桩负载的系统试验波形。由图可知，系统高压侧正极电压VP为10 kV、高压侧负极电压VN为-10 kV，充电桩启机时负载电流IL逐渐上升，低压侧母线电压VL恒定为750 V。

图8 整机稳态运行试验波形

4.3 串联谐振子单元试验结果

上节分析了直流变压器的整机系统试验结果，本节给出串联谐振子单元的试验结果，主要验证子单元谐振软开关工作特性。

直流变压器谐振子单元参数如表1 所示。图9 为谐振子单元稳态满载工作时，高频变压器原边电压VP、副边电压VN和串联谐振电流IH的波形。由图可知，定频同步控制模式下，高频变压器原副边波形相位完全一致，串联谐振电流为正弦波电流。

表1 LC 串联谐振单元参数

图9 高频变压器原副边电压和谐振电流波形

图10 为开关管驱动脉冲Vg1、结电容电压VH1和励磁电流IH1的波形。由图10 可知，驱动脉冲变为高电平前，励磁电流已完成对开关管结电容的放电，开关管实现了ZVS 开通，降低了开通损耗。

图10 开关管ZVS 波形

图11 为开关管驱动脉冲Vg2、谐振电流IH2和结电容电压VH2的波形。由图可知，驱动脉冲关闭时，谐振电流已近似到零，开关管实现了近似ZCS，降低了关断损耗。

5 结语

图11 开关管近似ZCS 波形

本文采用基于模块化ISOP 的直流变压器技术方案，设计了500 kW，±10 kV/750 V 直流变压器，实现了柔性中压直流配电网和低压直流配电网之间的电压隔离变换和功率传输。直流变压器的子单元设计基于LC 串联谐振原理，半导体器件工作在ZVS 和近似ZCS 软开关工作状态，开关损耗低。通过定频同步控制和合理的谐振参数设计，在负载动态变化时实现了输出电压稳定。试验结果证明了以上理论分析的正确性和参数设计方法的可行性。