一种增强BOOST转换器抗干扰能力的电路设计

姜婵荣, 柴常春, 韩晨曦

(西安电子科技大学 微电子学院， 陕西 西安 710071)

为了减小体积和重量，通常各类便携式电子产品使用单电源供电。随着人们对各类便携式电子产品运算速度、功能多样化的要求不断增加，对电源性能的要求也越来越高[1-3]。

为了适应不同的应用环境及工作条件，保证当存在外界扰动或者电路自身工作条件发生突变时，系统能够在很短的时间内通过自适应调节恢复到正常的工作状态，需要在电源管理芯片中集成稳压变换器。开关式直流-直流(DC-DC)变换器具备转换效率高、体积小以及驱动能力强等优点得到广泛应用[4-6]。

另外，由于电池的供电电压有限，例如单芯镍基电池和碱性电池的输出电压分别为1.2 V和1.5 V，远低于电路所需的工作电压[7-8]；加之，电池的输出电压会随着使用时间的延长而降低，所以，为了保证电路正常工作时供电电压的稳度和精度，需要片上系统中集成BOOST电源管理芯片，使得较低的电源电压能够升高到系统工作所需要的稳定电压。

最常用的BOOST转换器的开关控制方法是脉冲宽度调制(pulse width modulation, PWM)。PWM技术在工作过程中其工作频率保持不变，从而方便后续滤波器的设计，但是当转换器工作在轻载条件下时，PWM的转换效率急剧下降[9]。相比于PWM方法，恒定导通时间控制(constant on the time control, COT)方法的转换效率较高，其开关的导通时间为一定值，通过改变开关的关断时间来调整占空比，这就导致其开关频率不固定，给后续滤波器的设计带来很大的困难[10]。

针对COT方法的局限性，文献[11]设计了一种新型导通时间产生电路，根据不同的工作状态产生相应的开关导通时间，消除外界参数的影响，从而实现开关频率的恒定。这种方案电路简单，但是频率误差较大。另外，该架构需要较大的电容等效串联电阻，否则系统将工作在振荡状态[12]。文献[2]提出了混合纹波自适应导通时间控制，将电感电流纹波与输出电压纹波相结合，并额外引入电感电流与直流电压来实现输出电压的调节，但该电路结构复杂，不易实现。

针对BOOST转换器在工作过程中负载发生突增、工作频率不固定及能否正常启动等情况，为了提高电路的稳定性，本文拟提出一种提高BOOST转换器抗干扰能力的电路设计方案。通过在自适应导通时间产生模块中增加一条电容的放电通路，以期提高系统的快速启动性能和稳定性。

1 系统设计

采用一种自适应导通时间控制的BOOST转换器，使其在连续导通模式(continuous conduction mode, CCM)下实现准恒频，而在非连续导通模式(discontinuous conduction mode, DCM)下，其开关频率随着负载的减小而降低。设计的自适应导通时间控制的异步BOOST转换器电路结构示意如图1 所示。Vin和Vo分别表示输入、输出电压；L、Co分别表示滤波电感、电容；Rc为输出电容的等效串联电阻；M1为功率开关管；Ro为输出电阻；R1和R2为输出电压的分压电阻。置位/复位(reset/set, RS)触发器的置位端连接比较器的输出，复位端连接自适应导通定时器的输出。

图1 BOOST转换器电路结构示意

BOOST转换器的功率级电路由片上有源功率管和片外无源器件构成。功率管的作用等同于理想开关，用于电路的开启和关闭。片外无源器件主要包括电感和电容，用于周期性地存储和释放能量。其工作过程为驱动信号使功率管M1导通时，二极管由于反偏而截止，此时输入电压给电感充电，使得电感电流线性增加，电能以磁能的形式存储于电感线圈中，负载Ro由滤波电容Co提供能量；当M1截止时，由于电感电流不能突变，它产生的感应电动势阻止电流的减小，电感电势变为左负、右正，并使得二极管导通，电感在上一阶段储存的磁能通过二极管流入电容，并传递给负载。输出电压经反馈电阻R1和R2分压后输入到误差放大器的反相输入端，误差放大器正向输入端接芯片内部产生的带隙基准电压Vref。

恒频技术能够减小电磁干扰问题并且使得变换器具有稳定的性能，但是在轻载下会降低转换效率，所以该系统中采用自适应导通时间控制方法，实现CCM下的恒频和DCM下的变频控制，从而使得变换器在CCM下的开关频率恒定，不受输入输出电压变化的影响，轻载下通过增大开关周期来降低由于频繁的开关切换动作造成的转换效率的降低。

在CCM模式下，忽略非理想参数的影响，开关周期Ts的表达式[13]为

(1)

其中TON表示开关导通时间。

传统的恒定导通时间控制方式是保持开关的导通时间恒定，使得开关周期随着输入输出电压的变化而变化。为了实现恒频控制，就要通过改变开关的导通时间来消除这些参数的影响。设计的自适应导通时间发生器原理示意如图2所示。

图2 自适应导通时间发生器原理示意

自适应导通时间发生器在原有COT导通时间发生器的基础上，引入了一个输入电压前馈电路和输出电压反馈电路，使得导通时间随着输入输出电压的变化自适应变化。其中电流源为压控电流源，受输出电压控制，其大小为kVo，k为压控电流源的比例系数；电压源为压控电压源，受输出电压和输入电压的共同控制，其大小为g(Vo-Vin)，g为压控电压源的比例系数。开关S受RS触发器的负输出端信号Q-的控制，当Q-为高电平时，S开关导通，电容C放电。

当反馈电压VFB低于基准电压Vref时，比较器输出高电平信号，从而RS触发器的输出Q-为低电平，开关S关断，压控电流源给电容C充电；当电容两端电压Vc充电到压控电压源的电压Vs时，比较器输出R变为高电平，RS触发器复位，此时Q-为高电平，开关S导通，对电容C放电，R恢复为低电平。该过程经过外部反馈控制使得输出电压上升。当VFB再次低于基准电压Vref时，开始下一个周期。开关导通时间由电容的充电时间即开关导通时间TON决定，其表达式[13]为

(2)

其中：Vs是压控电压源即比较器负输入端的电压；Is是压控电流源的大小；C是导通定时器内使用电容的大小。联立式(1)和式(2)可得

(3)

从式(3)可以看到，在该自适应导通定时器的控制下，开关周期只与定时器内部的电容大小、压控电压源比例系数k和压控电流源的比例系数g有关，与输入输出电压值无关，从而消除了输入输出电压对开关频率的影响。

2 稳定性设计

在BOOST转换器的启动瞬间，由于此时输出电压很小，从而分压VFB也小于Vref。启动前一阶段，比较器的输出S一直为高电平，RS触发器的负输出端Q-恒为低电平，从而图2中的S开关一直处于关断状态，电容C没有放电通路，导致Vc一直处于高电平，从而比较器输出R也恒为高电平。R和S同时为高电平使得功率管M1无法实现正常的开关操作，从而系统无法实现正常的启动。

另外，在自适应导通时间控制方法中可能会存在不稳定的情况。当外界条件突变或者负载电流突然增大时，可能会出现负载电流发生突增后的异常波形如图3中所示。在功率管M1关断瞬间，输出电压依然在额定输出电压之下，此时VFB小于Vref，导致RS触发器的S输入端一直为高电平，从而Q-端一直保持低电平，自适应导通定时器中的电容无法正常放电，导致Vc一直大于Vs，致使R输入端也恒为高电平，从而强制图1中的主功率管M1一直处于导通状态，进而导致输出电压一直下降到输入电压附近，正常的升压功能无法实现。

图3 负载电流发生突增后出现的异常波形

针对启动和系统工作过程可能存在的不稳定现象，本文在原有的导通定时器的基础上，再引入另一个开关S-，使得S、R相与后经过延迟模块产生的Voff信号控制开关S-的导通与关断。延迟的时间设定为约0.1 μs，当R和S出现同时为高电平的情况时，经过0.1 μs的延迟后，开关S-导通，电容经过开关S-放电，Vc电压下降，使得比较器输出翻转，R端输出为0，从而使得功率管M1关断，系统恢复正常的工作状态。设计的自适应导通时间发生器的改进电路结构示意如图4所示。

图4 自适应导通时间发生器的改进电路结构示意

3 仿真结果

3.1 系统级仿真

为了方便验证本文方法的可行性，首先利用Simulink对系统进行建模仿真。Simulink电路搭建简单，仿真速度快，可以方便地验证整个环路地可行性。实验相关仿真参数设定如表1所示。

表1 相关仿真参数设定

在系统的正常工作情况下，当S为低电平、R为高电平时，RS触发器复位，Q-为高电平，使得电容C放电，此时的S-开关不会对电路的工作产生任何影响；而当电路进入异常的工作状态时，负载电流跳变时RS触发器的相关波形及输出电压仿真结果如图5所示。

输出电压一直小于参考电压Vref，导致此时的S恒为高电平，开关S无法对电容C进行放电，R也为高电平；所以此时S-开关发挥作用，经过0.1 μs的延迟后，S-开关导通，对电容进行放电，R翻转为低电平，功率管M1导通，电路恢复正常。由图5(b)的仿真结果可以看出，经过优化后的输出电压在负载电流突然增大后先减小后稳定到额定的输出电压，恢复时间约为10 μs。

图5 负载电流跳变时RS触发器的相关波形及 输出电压仿真结果

在恢复期间，由于每次功率管的关断时间只有0.1 μs，远小于导通时间，所以负载电容的能量在减小，导致输出电压仍然有所下降，但是此时的电感电流一直再增大。出现扰动时电感电流与输出电压的仿真结果如图6所示。

图6 出现扰动时电感电流与输出电压的仿真结果

由于输出电压的纹波主要包括电容纹波和其等效串联电阻(equivalent series resistance, ESR)的纹波，虽然电容上的纹波在减小，但是随着电感电流的增大，其ESR上的纹波越来越大，当二者之和超过阈值电压后，功率管一直关断，致使负载电容的能量得到恢复，从而电路完全恢复到正常的开关状态，电容电压纹波与其等效串联电阻纹波相关仿真波形如图7所示。

图7 电容电压纹波与其等效串联电阻纹波

3.2 电路级仿真

为了进一步验证电路的性能，利用Cadence软件分别对转换器的启动过程和负载电流的跳变过程进行电路级仿真。

要想实现升压功能，需要功率管M1的周期性的开启与关断。转换器启动时信号的仿真波形如图8所示。

可以看出，在转换器的开启阶段，由于VFB始终小于Vref，所以RS触发器的S端一直保持高电平。电路刚启动时，功率管M1的栅控信号N为高电平，电感开始储能，要想使得输出电压进一步上升，就需要M1关断一段时间，在此阶段实现电容的充电。启动阶段的M1的关断时间就是所设计的RS相以后的延迟时间Tdelay。

每个周期电感的预先储能是实现升压的关键，一方面，M1的关断时间不能过长，要留有足够的时间给电感储能；另一方面，M1的关断时间又不能过小，避免输出电压升高太慢，影响转换器的转换速度。根据理论分析与仿真结果，选取延迟时间Tdelay为0.1 μs～0.2 μs，在该时间范围内，既能够实现转换器的正常开启，又不会影响转换器的稳定升压功能。

为了验证电路的瞬态响应，对负载跳变时输出电压和电感电流进行仿真，负载电流跳变时输出电压与电感电流的仿真结果如图9所示。

图9 负载电流跳变时输出电压与 电感电流的仿真结果

可以看出，负载电流从0.33 A跳变到0.66 A，在跳变点时的输出电压为4.98 V，小于额定的输出电压5 V，此时，转换器能够在8 μs内恢复到正常的工作状态，瞬态响应速度较快。

4 结语

针对BOOST转换器在启动阶段和负载电流发生跳变时可能出现的异常工作情况，为了提升BOOST转换器的抗干扰能力，提出了一种优化方法。通过在传统的自适应导通时间发生器的结构的基础上增加了一个由置位/复位信号共同控制的开关，使得当转换器启动或者负载电流发生跳变时，增加了一个电容放电通路，不需要引入复杂的电路结构，就能使得BOOST转换器正常开启，从而避免环路无法实现正常的升压功能，并且提高了转换器在负载电流发生突增时的稳定性。基于Simulink和Cadence分别进行了系统级仿真和电路级仿真，仿真结果验证了所设计电路的性能。