LED开关电源的优化型PSM方法研究

杨 欢， 张军朝， 张俊虎， 霍 平， 冯 静

(1. 太原理工大学 电气与动力工程学院， 山西 太原 030024；2. 山西省电气传动及物联网工程技术研究中心， 山西 太原 030024；3. 太原市城市照明管理处， 山西 太原 030024；4. 山西太原天地方圆电子科技有限公司， 山西 太原 030024)

0 引 言

LED开关电源是LED景观照明系统中非常重要的部分， 其功率损耗不仅缩短了自身的使用寿命， 且使得LED景观照明灯节能、 高效、 环保的优势不能充分体现. 因此， 研究如何降低LED开关电源的功率损耗成为了一项非常重要的课题. 传统的LED开关电源使用脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation， PWM)方法控制其内部开关， 该方法在重负载情况下能量转换效率高， 但在轻负载情况下能量转换效率却很低[1]. 为克服此缺点， 有学者提出了脉冲跨周期调制(Pulse Skip Modulation， PSM)方法. 该方法凭借跨过某些控制周期， 减少开关次数进而降低了功率损耗， 但却存在输出电压纹波较大、 易产生音频噪声的缺点.

为了在得到良好输出电压特性的同时降低LED开关电源损耗， 文献[2]提出了模糊型跨周期调制(Fuzzy Pulse Skip Modulation, FPSM)方法， 该方法在PSM方法的基础上， 引入模糊控制的思想， 根据负载的不同， 选择合适的占空比对开关进行控制， 提高了响应速度， 但设计难度较大. 文献[3]提出的控制方法通过将占空比设置为正比于输出电压误差的量， 使得占空比跟随误差变化， 在PSM方法的基础上提高了鲁棒性， 但设计较为复杂. 文献[4]根据能量平衡思想提出了以负载轻重为依据， 对占空比进行适当修正的控制方法， 但负载与占空比的匹配过程较为繁琐. 文献[5]提出了一种自适应占空比的脉冲跨周期调制方法(Adaptive Pulse Skip Modulation， APSM)， 引入自适应电压调节技术来改善电压纹波， 有一定效果， 但控制较为复杂. 文献[6]引入脉冲频率调制方式(Pulse Frequency Modulation， PFM)对PSM方法进行补充， 但PFM方法的引入增加了滤波电路的设计难度. 文献[7]提出了双脉冲跨周期调制(Dual Pulse Skip Modulation， DPSM)方法， 通过将预先设定的两组能量不同的控制脉冲进行组合， 进而对输出电压进行调整[8]， 其控制电路简单、 可靠[9]， 但仅仅有两组脉冲， 输出电压难以达到较高精度[10].

本文在PSM方法的基础上， 结合DPSM技术的控制思想， 提出一种优化型PSM方法， 将电感电流信号引入控制环[11]， 采用峰值电流控制模式， 根据输出电压误差的不同， 选择能量不同的脉冲对开关进行控制， 或者跨过此控制周期， 能量分级按需供给， 以达到功耗低、 输出电压纹波小、 避免产生音频噪声的目的.

1 传统PSM方法及优化型PSM方法控制原理

1.1 传统PSM方法控制原理

图 1 所示为传统PSM方法控制原理图， 该控制方式以时钟脉冲作为开关的基本控制信号[12]. 在每一控制周期到来时， 将检测到的输出电压Uo与基准电压Uref进行比较， 并将比较结果送至触发器对开关进行控制. 当Uo≥Uref时， 比较器输出低电平以跨过此控制周期； 当Uo

图 1 传统PSM方法控制原理图Fig.1 Schematic diagram of traditional PSM controlling method

1.2 优化型PSM方法控制原理

本文提出的优化型PSM方法在已有PSM方法的基础上， 结合DPSM技术的控制思想， 在负载较轻的情况下， 通过判断Uo与Uref、Uref-eL及Uref-eH的大小关系， 以误差e所在范围为参考标准， 选择ilimL,ilimM或ilimH作为电感电流iL的峰值参考电流值， 以产生能量由小逐渐增大的脉冲UpL,UpM,UpH对开关进行控制， 或在判断跨过周期数是否达到[int(f/20)-1]后， 选择跨过本控制周期或以脉冲UpL控制开关.

优化型PSM方法的控制原理如下：当负载电流io低于阈值电流im时， 视为轻负载情况， 以优化型PSM方法控制开关， 在时钟脉冲上升沿到来之际， 将Uo与Uref,Uref-eL及Uref-eH进行比较， 当Uref-eL≤UoeH时， 以脉冲UpH控制本周期； 当Uo>Uref， 且跨过周期数未达到[int(f/20)-1]时， 跨过本控制周期； 当Uo>Uref， 且跨过周期数已达到[int(f/20)-1]时， 以脉冲UpL对开关进行控制.

此优化型PSM方法从输出电压纹波入手， 以与误差相适应的脉冲UpL,UpM及UpH对开关进行控制. 从能量传递角度看， 能量分级按需补给， 比传统PSM方法能量输送过程平缓， 因此， 能够为负载提供纹波较小的输出电压[14]， 且在跨过周期数达到临界值时， 以脉冲UpL控制开关， 避免了音频噪声的产生[15].

2 优化型PSM方法控制AC/DC双管正激电路的工作原理

2.1 AC/DC双管正激电路工作原理

图 2 所示为AC/DC双管正激电路结构图， 该电路拓扑由单管正激电路派生而来. 交流电经过不可控整流桥整流及电容滤波后， 得到的直流电通过开关、 高频变压器及滤波电感、 滤波电容转化为适合负载的直流电， 具体工作过程及能量传递过程如下： 功率开关T1,T2导通， 与此同时， 高频变压器初级侧复位二极管D1,D2关断， 次级侧整流二极管D3导通， 续流二极管D4关断， 高频变压器将初级侧的能量传递至次级侧； 功率开关T1,T2关断， 高频变压器初级侧复位二极管D1,D2导通， 励磁电流逐步下降至0， 储存在高频变压器中的能量被返还至输入端， 提高了电源效率， 至此， 变压器完成磁芯复位. 此时， 次级侧整流二极管D3关断， 续流二极管D4导通， 滤波电感L为负载提供所需能量. 双管正激电路通过在单管正激电路的基础上增加了一个功率开关， 使得开关在关断情况下承受的电压减半， 且不需要复位绕组， 因而常被应用于中大功率的场合.

图 2 AC/DC双管正激电路结构图Fig.2 Structure of AC/DC double transistor forward circuit

在输出电感电流连续的情况下， 输出电压有如下计算公式

(1)

由式(1)可见， 输出电压Uo与占空比成正比. 因此， 通过对占空比进行控制可以实现对Uo的控制.

2.2 AC/DC双管正激电路的优化型PSM方法控制原理

图 3 所示为AC/DC双管正激电路的优化型PSM方法控制原理图. 首先， 电流比较电路将负载电流io与阈值电流im进行比较， 当io≥im时， 选择PWM方法控制开关； 当io

AC/DC双管正激变换电路在上述优化型PSM方法控制下， 根据输出电压误差所处的范围， 以能量不同的脉冲对开关T1,T2进行控制， 完成每个控制周期的能量分级按需输送.

图 3 AC/DC双管正激电路的优化型PSM方法控制原理图Fig.3 Schematic diagram of optimized PSM controlling method of AC/DC Double Transistor Forward circuit

3 仿真及实验结果分析

3.1 基于优化型PSM方法控制的AC/DC双管正激变换电路建模

为验证本文提出的优化型PSM方法的正确性和有效性， 在Matlab/Simulink中搭建如图 4 所示的仿真模型. 该模型将AC/DC双管正激电路作为主电路， 以优化型PSM电路为控制电路， 将输入电压设置为220 V交流市电， 输出电压Uo为24 V直流电压， 输出电压Uo的参考电压Uref,Uref-eL及Uref-eH分别设置为24 V, 23.995 V及23.985 V， 时钟信号的工作频率f为100 kHz， 滤波电感L=18 μH， 滤波电容C=465 μF， 控制脉冲UpL,UpM及UpH的占空比分别为： 0.307, 0.318及0.329， 并通过设置电阻R=3.29 Ω模拟LED轻负载情况， 仿真结果通过scope模块观察.

图 4 优化型PSM方法控制的AC/DC双管正激电路仿真模型Fig.4 Simulation model of AC/DC double transistor forward circuit basing on optimized PSM controlling method

为了体现优化型PSM方法较已有的PSM方法的优势， 在各项电路参数均相同的情况下， 搭建了传统PSM控制的AC/DC双管正激电路仿真模型， 并将仿真结果与优化型PSM方法的仿真结果进行了对比.

3.2 仿真结果分析

图 5， 图 6 分别为传统PSM方法及优化型PSM方法在上述电路参数下的输出电压Uo、 控制脉冲Up及电感电流iL仿真实验结果图. 从仿真结果图可以看出， 两种方法的输出电压均在24 V上下波动， 其中， 传统PSM方法控制下的输出电压纹波约为100mV,而优化型PSM方法控制下的输出电压纹波约为60 mV， 两种控制方法均跨过一定数目的控制周期， 传统PSM方法以0, 0.329两种占空比控制开关， 优化型PSM方法以0, 0.307, 0.318, 0.329四种占空比控制开关， 使得能量传递过程较为平缓， 且优化型PSM方法较传统PSM方法跨过的周期数少， 不易进入人耳音频范围.

图 5 传统PSM方法控制下的输出电压、 控制脉冲及电感电流仿真波形图Fig.5 Simulation of output voltage, controlling pulse and inductive current basing on traditional PSM method

图 6 优化型PSM方法控制下的输出电压、 控制脉冲及电感电流仿真波形图Fig.6 Simulation of output voltage, controlling pulse and inductive current basing on optimized PSM method

3.3 实验验证

为证实优化型PSM方法不仅有较高的能量转换效率， 且较PSM方法输出电压纹波小， 本文采取和仿真实验相同的电路参数对传统PSM方法及优化型PSM方法下的AC/DC双管正激开关电源进行了输出电压纹波及效率测试， 输出电压波形如图 7， 图 8 所示.

图 7 基于PSM方法的输出电压Fig.7 Output voltage basing on traditional PSM method

图 8 基于优化型PSM方法的输出电压Fig.8 Output voltage basing on optimized PSM method

图 7, 图 8 表明， 基于优化型PSM方法的输出电压纹波较基于PSM方法输出电压纹波小， 且经过效率测试可以发现， 基于PSM方法的双管正激开关电源效率为89%， 而基于优化型PSM方法的双管正激开关电源效率可达90.02%， 实验结果与理论分析及仿真结果一致.

4 结 论

本文首先对PSM方法的原理进行了简要分析， 结合DPSM中以能量不同的脉冲序列控制开关的思想， 提出了一种优化型PSM方法， 该方法在PSM方法的基础上， 进行了如下的改进：在输出电压不低于最大基准电压的情况下， 跨过本控制周期， 或为避免产生音频噪声， 以低能量脉冲控制开关导通与关断； 在输出电压低于最高基准电压的情况下， 将输出电压误差分为三个区间， 并设置三种大小不同的电流值作为电感电流的极限值以产生三种能量不同的控制脉冲对开关进行控制.

为验证优化型PSM方法的正确性与可行性， 分别进行了基于传统PSM方法及优化型PSM方法控制的AC/DC双管正激开关电源的仿真及实验验证. 实验结果表明：本文所提出的优化型PSM方法跨过了一定的周期数， 减少了开关切换次数， 降低了功率损耗， 且较已有的PSM方法输出电压纹波小， 开关实际工作频率不会进入人耳音频范围， 因而具有良好的控制效果.