一种新型倍流整流方式ZVS三管推挽直流变换器

田立丰，何朋，陈杰，宋志成

(南京航空航天大学 自动化学院， 江苏 南京 210016)

0 引言

随着直流电源技术不断发展，其软开关技术的研究不断深入。通过实现软开关的方法，可以减小开关损耗，降低电磁干扰，提高功率密度。在此领域研究较多的为移相全桥软开关技术。推挽电路具有结构简单，适用于大电流输入场合的优点，但其软开关技术研究相对较少。研究较多的有推挽正激变换器、增加谐振环节的推挽变换器、有源箝位推挽变换器等。

推挽正激变换器变换了常见推挽结构绕组的位置，在开关电路串入电容控制关断时刻的电压上升率。它能很好完成开关管在关断时刻对其电压尖峰的限制，缺陷在于没有实质解决开关管的软开关问题。

谐振推挽变换器是在副边加入一个LC谐振单元。当LC谐振单元工作周期近似开关管开通时间时[1]，开关管能够完成零电压开通和零电流关断，但这导致了输出电压不可调。

有源箝位推挽变换器是在有源箝位正激电路拓扑中添入2个开关管和箝位电容[2]。其电路虽然能够实现主管和辅助管的软开通，但箝位电路的加入抑制了主开关管开通时间，且辅助开关管驱动电路需隔离，结构较复杂。

本文提出一种新型倍流整流方式ZVS三管推挽直流变换器[3-4]，其拓扑是在传统推挽变换器一次侧中点与输入电源之间增加1个辅助开关管；二次侧采用倍流整流电路。电路具有结构简单，能够适用于大电流输入输出应用的特点，且变换器主开关管能在宽负载范围下实现ZVS[5]，辅助开关管可以在一定负载下实现ZVS。最后研制了一台额定输出功率250 W(50 V/5 A)的样机，并通过实验结果证明了上述结论。

图1 倍流整流三管推挽直流变换器拓扑

1 电路工作原理

电路拓扑结构如图1所示，其中S1-S3为功率开关管，D1-D3和C1-C3分别为S1-S3的寄生二极管以及结电容，Llk1和Llk2为变压器的漏感；DR1与DR2是副边整流二极管。Lf1与Lf2是两个滤波电感，Co是输出滤波电容，RLd为负载。为了便于分析，先做如下假设：1) 功率管与整流二极管均为理想器件，功率管S1-S3寄生电容C1=C2=C3=Coss；2)Lf1=Lf2=Lf；3) 变压器匝比为NP1/NS=NP2/NS=n，漏感Llk1=Llk2=Llk，励磁电感较大，励磁电流忽略不计；4) 输出滤波电容Co足够大，看成一个电压为Uo的恒压源，其中Uo是输出电压。

图2 各模态工作原理图

1.1 开关模态1[t0-t1] (图2(a))

在t0-t1阶段，功率管S1与S3共同导通。原边电流流过辅助管S3、变压器原边绕组及开关管S1。整流二极管DR2导通，DR1截止。能量由原边传向副边并向负载供电。滤波电感的电流iLf1，iLf2与原边电流i3分别为：

(1)

1.2 开关模态2[t1-t2] (图2(b))

t1时刻，关断开关管S3。S3的关断使得原边电流转移，由C3与C2两条支路提供，结电容C3充电，C2放电，变压器原边电压下降。在此模态中，由于Lf1的值很大，因此，iLf1基本保持不变，可视为一个恒流源ILf，因此，ILf(t1)/n近似不变且给电容C3，C2充放电。C3两端的电压uds3近似线性上升，C2的电压uds2近似线性下降，变化为：

(2)

为了维持变压器磁能不变，即ILf(t1)/n不变，电流i1与i2因i3的下降而下降，t2时刻，i3下降到0，i1与i2的大小为：

(3)

此模态下，变压器副边仍然由DR2导通续流。t2时刻，C2两端的电压下降为0，S2两端反并联二极管D2自然导通，变压器电压us下降为0，此模态结束。

1.3 开关模态3[t2-t3] (图2(c))

在t2时刻，D2导通后，S2可实现零电压开通。虽然此时S2导通，但S2并没有电流流过，i2从D2中流过。在此阶段中，变压器原边电压下降为0，变压器副边电压也为0，使得副边DR1与DR2共同导通续流，变压器副边电流is因DR1的导通续流而减小。iLf1与iLf2的变化为：

(4)

此模态，等效电路如图2(g)所示，由等效电路可知，原边电流i1，i2的大小为：

(5)

式中：uf为反并联二极管的等效压降，rt为S1与S2的通态电阻及变压器原边绕组电阻之和。在这个开关模态中，电流iLf2线性下降，并且为负。在t3时刻，-iLf2=is，DR2值=0，DR2关断，整流二极管DR1与DR2完成换流。

1.4 开关模态4[t3-t4] (图2(d))

t3时刻，副边二极管完成换流，DR2关断，DR1导通流过全部负载电流，变压器原副边绕组电压仍然为0，原边状态与模态3一样，D2与S1继续导通续流。两个滤波电感的电流线性下降，下降斜率与式(4)一样，原边电流i1与i2的变化为：

i1(t)=-i2(t)=-iLf2(t)/n

(6)

1.5 开关模态5[t4-t5] (图2(e))

t4时刻，关断功率管S1，由于C1的作用，S1为ZVS关断。ILf2(t4)/n给C1充电，同时给C3放电，由于值很大，而ILf2基本保持不变，因此ILf2(t4)/n可认为是一个恒流源，则有C1与C3上的电压uds1，uds3分别为：

(7)

t5时刻，C3上的电压降低到0，D3实现自然导通，这样为S3自然开通创造了ZVS条件。

1.6 开关模态6[t5-t6] (图2(f))

D3导通后，可以实现S3零电压开通，虽然此时S3已开通，但S3不流过电流，i3由D3流过。在此模态中，iLf1下降，iLf2增加，但是这段时间里iLf2为负，因此，原边电流i2，i3跟着反向增加。t6时刻，iLf2由负向增加到0，这时，is=0，原边电流也反向增加到0，二极管D2，D3自然关断，功率管S2，S3开始流过电流。

此后变换器开始另一半周期[t6-t12] ，变换器的工作状况类似于前半个周期[t0-t6] 。

2 软开关情况分析

根据开关模态2对主管S1和S2的ZVS进行分析。S1与S2均在S3关断后开通，副边滤波电感能量需要足够大，才能使得S3的并联电容电压从0充电至Uin并且将主管的并联电容电压从2Uin放电至0，实现ZVS开通。由于变换器原边漏感要远小于副边电路中的滤波电感，因此，此处忽略其影响，因此主管实现ZVS开通的近似条件为：

(8)

由于Lf一般取值比较大，因此主管很容易能够在全负载范围的情况下满足ZVS开通条件。

根据开关模态3对副管S3的ZVS进行分析。此时原边电压器的电压被钳位为0，原边中Llk1、Llk2和结电容C3、C2产生共同谐振的情况，uds2的值随伴随谐振上升，uds3的值随谐振下降，如果漏感能量足够，在t4时刻，uds2的大小上升到Uin，uds3的值下降为0，从而使得D3导通，为辅助管S3的ZVS开通创造条件，此时需满足：

(9)

从式(9)中不难看出，当漏感的取值较小或者负载较轻时，辅助开关管S3难以满足ZVS开通的条件。由此可采用加大变压器漏感的方式使辅助主管容易达宽负载下ZVS开通。除此之外，也可以通过插入一些辅助网络来让辅助开关管S3在不同的负载范围下实现ZVS。

3 实验结论

为验证原理制作了一台额定功率为250W的样机。样机实验参数如下：变压器材料为PC40，磁芯为EE49，变压器原副边变比3∶2，输入电压Uin: 180～200V，输出电压50V，开关频率100kHz，两个滤波电感取25μH，漏感取0.54μH。

图3 额定载荷下的各波形示意图

图3给出了负载电流为5A满载时的各主要器件实验波形，其中图3(a)、图3(b)分别是主开关管S1和辅助管S3栅源极电压uds1，uds3及驱动电压ugs1，ugs3，从图3中可以看出当变换器工作在满载时，驱动电压ugs在变为正方向前，开关管栅源极电压uds已经降为0，两开关管均实现了零电压开通。当开关管关断时，S1和S3上的结电容能够起到制约uds上升的作用，因此开关管实现了零电压关断，S1和S3满载时都实现了ZVS。

图4和图5分别给出了负载电流为2.5A和0.5A时主开关管S1和辅助开关管S3在栅源极处受到电压uds1，uds3的波形，可以看出，主功率开关管S1在半载和轻载时均可以实现ZVS开通，因而ZVS的开通范围为全负载，而辅助开关管S3在半载时勉强实现了ZVS开通，而在轻载时不能实现ZVS开通，因此ZVS的开通负载范围有一定局限。

图4 半载下的各波形示意图

图5 轻载下的各波形示意图

由此验证了原理分析中变换器的特性。其具有结构简单，能够适用于大电流输入输出应用的特点，额定功率下整流二极管可以实现自然换流，变换器主管可以在很宽负载范围下实现ZVS, 辅助管可以在较宽负载内实现ZVS, 但在轻载时仍较难实现ZVS。