非对称多赫尔蒂功率放大器设计

摘 要：传统的非对称多赫尔蒂功率放大器设计方法只能使主路放大器、辅路放大器其中之一匹配到50欧姆，这使主路放大器或辅路放大器的单独设计、测试很不方便。本文以1：2的非对称比为例介绍了一种利用混合电桥设计非对称多赫尔蒂功率放大器的设计方法。该方法不仅能够让主路功放、辅路功放都同时匹配到50欧姆，而且在700MHz以下频段，可以显著减小电路的面积。

关键词：功率放大器；非对称；多赫尔蒂；混合电桥

中图分类号：TN722.75；TN015 文献标识码：A 文章编号：2096-4706（2018）08-0054-04

Abstract：The traditional design method of asymmetric Dohert power amplifier can only match one of the main amplifier and auxiliary path amplifier to 50 ohms. This makes the main path amplifier or auxiliary path amplifier independent design and test very inconvenient. Taking asymmetric ratio of 1：2 as an example，this paper introduces a design method of asymmetric Dohert power amplifier using hybrid bridge. This method can match the main power amplifier and auxiliary power amplifier to 50 ohms simultaneously，and the area of the circuit can be significantly reduced under the frequency band below 700MHz.

Keywords：power amplifier；asymmetric；Dohert；hybrid Bridge

0 引 言

功率放大器（PA：Power Amplifier）是无线通信设备中的核心部件，决定了系统的功耗和线性等关键指标。为了提高频谱利用率，信号的调制方式越来越复杂，这造成射频信号的峰均比（PAR：Peak Average Ration）越来越高。传统的功率回退PA无法满足高PAR下的功耗要求，Doherty技术是最有效的效率提升手段。

理想对称Doherty PA只能保证在6dB功率回退时可以获得比较高的效率，但现代多制式通信系统中，信号PAR可能高达8dB或以上。在这种情况下，需要采用非对称（如主路、辅路输出功率比≈1：2）或多路（如主路、辅路输出功率比为1：1：1）的Doherty架构，才能保证系统仍能保持较高的效率。同时，由于主路功率管偏置在Class AB类，辅路功率管偏置在Class C类，所以即使主、辅路使用一样的功率管，在输入同等功率的情况下，主、辅路功率管并不能同时达到饱和。“对称”Doherty PA实际上是工作于“不对称”状态下，主、辅路PA输出的功率并不相等。

传统的非对称Doherty PA设计中，主路、辅路是匹配到不同的阻抗，也就是说主、辅路功放不是同时都匹配到50欧姆，这就导致50欧系统下无法单独完整测试主、辅路功放性能，从而影响Doherty PA系统设计。

本文以主路、辅路功率比为1：2举例，阐述了一种新颖的非对称Doherty PA设计方法，可以使主路、辅路功放同时匹配到50欧姆，大大简化设计和测试难度，从而容易获得优异的性能。

1 Doherty功放原理

1.1 Doherty结构

Doherty技术是由贝尔试验室的W.H Doherty于1936年提出[1]，其基本结构框图如1所示。

由图1可以看出，Doherty PA由输入功分、主路功放、辅路功放、补偿线、有源负载调制网络组成。当主路功放与辅路功放输出功率一样时，为对称Doherty；当主路功放与辅路功放输出功率不一样时，为非对称Doherty。

1.2 有源负载调制原理

把主路功放等效为电流Im，辅路功放等效为电流源-jIp，则图1的Doherty电路除输入、补偿线外，可等效为图2电路。

对图2电路进行分析，有如下关系：

2 1：2非对称Doherty设计

主路功放决定大部分Doherty功放的性能，所以一般都是使主路功放匹配到50欧姆，以便单独测试主路功放性能。输入功分器采用90°混合电桥，根据式（6），可得如图3所示的1：2非对称Doherty PA电路框图。

假设各传输线都是无耗的，可得到图3中圆点虚线框内三端口网络的[S]矩阵为式（8）。

图3电路中，若主路、辅路同时达到饱和，则圆点虚线框内的电路实际上与2dB混合电桥的作用一样。我们来分析一下，是否可以用2dB混合电桥来代替该电路。图4（a）所示2dB电桥网络的[S]矩阵为式（9）。

图3圆点虚线框内网络是3端口网络，把图4（a）的隔离端口④开路，即使：

联合式（9）、（10）得图4（b）三端口網络[S]矩阵为式（11）。

对比式（8）与式（11）可知，只有涉及到③端口的S参数有一负90°的相移区别，只要在图4（b）③端口接一50欧姆、90°电长度的传输线，如图4（c）所示，该网络的[S]矩阵即与式（8）完全一致，即图4（c）所示网络与图3圆点虚线框网络等效。图4（c）网络中，当③端口是接50欧姆的负载时，③端口所接的50欧姆、90°电长度的低损耗传输线只是造成相位延迟，并不会有其他的影响。所以实际使用时，图4（b）网络即可替代图3的圆点虚线框内网络。

由参考平面平移S参数计算[2]，可以很容易地知道图5（a）和图5（b）网络具有一样的S参数矩阵。故图4（b）网络可等效为图图6（a）网络。

同前分析，圖6（a）③端口因接50欧姆负载，该端口所接50欧姆、θ电长度的传输线可去掉，也即图6（b）网络可完全替代图3圆点虚线框网络内网络，从而可得图7所示的新颖1：2非对称Doherty电路原理框图。

3 1：2非对称Doherty设计

依据图7的框图，本文选用Ampleon公司的BLP8G27 -10（10W）[3]及BLP9G0722-20G（20W）[4]器件设计了一款工作于450MHz～480MHz、平均功率输出5W的1：2非对称Doherty PA，PCB如图8所示。在该频段，因为混合电桥的尺寸远小于λ/4微带线尺寸，所以使用混合电桥设计，可以大大减小PCB的面积。该Doherty PA性能如图9所示，从图中可以看出，使用2dB混合电桥的确可以实现Doherty设计。

4 结 论

实际测试验证，本文介绍的使用2dB混合电桥设计非平衡Doherty PA的方法是行之有效的。按照同样的思路，我们也可以使用3dB、4dB、5dB混合电桥设计不同主路功放、辅路功放功率比的Doherty PA。

参考文献：

[1] David M.Pozar.微波工程Microwave Engineering [M].北京：电子工业出版社，2006.

[2] Doherty W H. A new high efficiency amplifier for modulated waves [J].Proc.IRE，1936-09，24：1163-1182.

[3] Ampleon. BLP8G21-10 Datasheet [EB/OL].https：//www.ampleon.com/documents/data-sheet/BLP8G27-10.pdf，2015.

[4] Ampleon.BLP9G0722-20G Datasheet [EB/OL].https：//www.ampleon.com/documents/data-sheet/BLP9G0722-20_9G0722-20G.PDF，2018.

作者简介：谢路平（1981.11-），男，汉族，江西大余人，研发副部长，通信技术中级工程师，本科。研究方向：高效率线性宽带射频功率放大器。