宽带发射组件相位线性度改善技术研究

陈晓青，吕 伟

（南京电子器件研究所，南京 210016）

1 引言

有源相控阵雷达近年来得到了飞速的发展，对其核心部件发射组件提出了更高的要求，在传统的功率、效率、噪声等关键指标不断提升的同时，随着带宽的不断增长，发射组件的相位非线性度被越来越多的系统列为关键指标之一。

宽带有源相控阵雷达系统要求各发射通道之间相位基本保持一致[1]，组件接收通道工作于线性区，同一组件各频点信号渡越时间基本一致，系统可通过对组件某一频点进行硬件或软件标校来保证组件带宽内各频点相位的一致性；发射通道往往工作于非线性区，相位出现非线性压缩，不同频点的渡越时间和非线性相移不同，此时系统标校若针对某一频点标校，其他频点的相位会出现很大的离散性，影响系统宽带性能。

本文将针对上述问题研究改善宽带发射组件发射相位非线性度的方法，通过对影响有源器件非线性的主要参数如 Ggs、Cds、Cgs、Cd进行分析并建模仿真，应用LOAD-PULL工具牵引出最佳阻抗点，根据阻抗点进行输入输出匹配电路的设计和优化，最后在组件应用此匹配电路来改善相位非线性指标。传统的放大器线性技术如前馈、预失真[2]等都以减小非线性相移的绝对值为目标，不适用于本次研究；传统的线性化技术结构较复杂，对原有电路改动大，且以牺牲电路增益为代价，不利于集成并实现T/R组件的小型化，本文的创新点在于通过改变功率器件匹配状态的办法，来达到改善相位非线性度的目标。

2 相位非线性产生原因

发射组件的功率放大器工作在饱和状态，此时漏电流基本保持不变，负载输出电压将被限幅，放大器出现AM/AM和AM/PM失真，幅度和相位都出现了压缩，在相位上表现为非线性相移。

由于功率放大器电路中存在储能元件电感L和电容C，而电感L和电容C的阻抗都和频率有关，放大器的源阻抗和负载阻抗也就随频率变化，因此带内各频点的相位失真程度也各不相同，我们将带宽内不同频点的非线性相移的差值称为宽带相位非线性度[3]，如图1所示，相位非线性度将随功率放大器的饱和深度和匹配状态发生变化。

图1 相位非线性度示意图

雷达系统中更关心的是组件的相位非线性度，对非线性相移的绝对值并不关心，本次研究应用项目对组件相位非线性度的指标要求为10°。

3 发射链路非线性模型的提取

发射链路由移相器、开关、驱动放大器、功率放大器和环形器组成，如图2所示，其中移相器、开关和环形器为无源电路，驱动放大器工作于线性区，这几种器件对相位非线性影响有限，系统可容忍，相位非线性主要由功率放大器的有源管芯造成，所以从管芯提取大信号非线性模型是关键。

图2 组件发射链路图

GaAs MM IC非线性模型大致分为3种类型:（1）最值模型：从求解功率芯片的二维或三维电磁场方程出发，用数值方法求出芯片的非线性特性；（2）半经验模型：用非线性等效电路模拟管芯的非线性，等效电路中的非线性元件用经验表达式来表征，通过实测确定模型中的参数；（3）物理模型：一般来说物理模型无需制造和测量器件，就能根据工艺参数及材料性质预测电路级性能，理论上是最准的，但目前还无法用物理模型来表征元器件[4-6]。

这里我们选用中国电科集团第55所采用PHEMT工艺的WFD085105-P40型功放作为分析样板，采用非线性等效电路模拟管芯的相位非线性失真，并通过多次在线测试和分析计算得出管芯的非线性等效电路，如图3所示。

图3 管芯的非线性模型

其中电流源Igs、Igd表征栅二极管特性，Igdbr表征栅漏击穿特性，Ids表征源漏电流特性，Idsrf模拟低频色散效应，Cgs和Cgd分别为和偏置相关的栅源、栅漏电容。这里源漏电流Ids的拟合是构建GaAs PHEMT非线性模型的关键。将构建好的管芯非线性等效电路带入功放电路拓扑可得到功放单片的非线性模型。

4 用负载牵引法来获取最佳线性相位点

有了功率放大器的非线性模型，利用ADS软件对前述的功率放大器进行改善相位线性度设计。ADS中的负载牵引技术一般被用来获得最大功率点或最大效率点，在这里我们利用同样的原理来寻找最佳相位点。

设置相关参数，利用ADS对上述的MM IC有源非线性模型进行负载牵引，负载牵引控件将有序地搜寻Smith圆图上的每个区域，利用大信号S参数仿真控制器，对模型进行多次迭代仿真，最终确定其最佳线性相位阻抗点，以此设计输出端口的二次匹配电路，将实际负载阻抗变换到最佳负载阻抗[7-8]。LOADPULL仿真设计框图如图4所示。

为了更加直观地了解非线性相位阻抗点匹配方法对相位非线性度的改善效果，现将改善前后的dev_lin_phase(S21)（即偏离线性相位）曲线进行对比，对比结果如图5所示。

图4 ADS软件负载牵引法仿真设计框图

通过对比分析可以发现，匹配后相位非线性误差从12°优化到5°，相位非线性度得到了有效的改善，达到了设计预想的效果。在改善相位非线性误差的同时还需兼顾功率放大器的饱和功率和效率，因此还需提取功率放大器的最佳功率阻抗点和最佳效率阻抗点，其在Sm ith圆图上对应的位置如图6所示。

图5 改善前后的偏离线性相位曲线对比

图6 Smith圆图上的3个最佳匹配点

因为功放芯片已经经过一次匹配，所以图6中的3个最佳阻抗点相距不远，获得最佳线性相位的同时不会对输出功率和效率产生较大的影响，在实际使用中需根据系统要求综合考虑。

5 输入输出匹配电路的设计

根据提取的最佳相位阻抗点，我们利用ADS软件中的Smith Chart Utility Tool工具进行输出负载匹配，这里我们采用微带单枝短截线匹配电路，为了补偿设计误差会预留出调试的调节线，设计的拓扑电路如图7所示。

图7 微带匹配电路

6 测试结果

将设计好的输入输出匹配电路应用于发射组件，实物如图8所示。

图8 输入输出匹配图

设置测试系统的相关参数，利用矢量网络分析仪分别测试优化电路和未优化匹配的非线性相位指标，测试结果如图9所示。

图9 优化电路和未优化匹配的非线性相位指标测试结果

从图9中可以发现，未优化匹配电路的相位非线性误差是16°，而优化电路的相位非线性误差为7°，对指标改善效果明显，达到了系统的要求。观察其他指标，功率增益平坦度提高，组件功率和效率无明显恶化，指标都符合系统要求，验证了文中设计方法的可行性。

7 结论

本文针对宽带发射组件的相位非线性问题进行分析，提取了功率管芯的非线性等效电路，用负载牵引设计法在Sm ith圆图上找出功放单片的最佳线性相位点，并针对此点进行输出端口二次匹配，达到改善宽带发射组件相位非线性度的目的，这种设计方法对发射组件和功率模块的设计有一定的指导意义。同时该方法可下延至芯片设计阶段，可进一步改善宽带系统的相位非线性问题。