MMC均压控制策略研究综述

朱余林，袁旭峰，胡实，高志鹏，李芷萧

（贵州大学电气工程学院，贵州 贵阳 550025）

0 引言

与传统的两电平、三电平电压源换流器（voltage source converter，VSC）相比，模块化多电平换流器（modular multilevel converter，MMC）具有输出波形质量好、制造难度低、故障阻断能力强及易余冗余拓展等优点，在柔性直流输电、高压变频领域、高压大功率系统等均有重要作用，目前相关研究学者提出将MMC应用于中压直流配电系统[1-2]。

2002年德国学者R.Marquart和A.lesnicar提出MMC的拓扑结构并分析了其基本工作原理[3-4]，MMC在欧洲、日本等迅速成为研究热点，西门子、ABB等公司也对MMC进行了深入的研究。在拓扑结构方面，针对半桥子模块MMC不具有直流故障阻断能力，在此基础上研究了一系列具有直流故障阻断能力的MMC子模块结构，例如全桥子模块、钳位型子模块和混合子模块等。文献[5]对MMC具有直流故障阻断能力的子模块拓扑结构进行了综述。文献[6]分析对比了半桥子模块、全桥子模块和双箝位型子模块的结构特点、工作原理以及直流侧发生双极短路故障时故障电流波形情况。文献[7]提到将MMC应用于中压直流配电网，并针对配电网电压等级情况，对比研究了半桥子模块、全桥子模块以及混合子模块在直流侧发生双极短路时的直流侧电流。在工程应用方面，文献[8-11]提到了目前国内外已经投运和即将投运的MMC输电工程，目前我国建成投运的高压直流输电工程已有20余项，虽然我国在柔性直流输电领域起步较晚，但因其对新能源并网、孤岛供电、城市增容等领域优势突出，因此受到广大科研人员和研究学者的重视，并在柔性直流输电的理论基础和工程实践方面做了较深入的研究。

在控制策略方面，MMC环流抑制和MMC调制策略等，相关学者也对其进行了深入研究。文献[12]综述了MMC环流抑制技术，概述MMC环流理论的进展。文献[13-16]分别对几种调制策略进行对比，优选了相对效果较好的调制策略。文献[17]对各种调制方法进行了综述，分析总结不同调制方式的优缺点和应用场合。MMC均压控制策略方面，虽然许多学者对MMC预充电和均压控制有研究，也有相关的综述文献，但都是仅对几种均压方法进行对比，预充电控制方面研究较少，尚没有文献对预充电和均压控制研究策略进行较为全面系统的综述。进行子模块电容电压均衡控制主要目的是更好地支撑直流电压、保证交流侧电压输出的波形质量、保证各功率半导体器件承受相同的应力和减小相间环流，子模块均压控制策略的研究是十分必要的。本文主要对近几年与均压相关的研究进行归纳总结，全面系统分析MMC子模块电容电压不均衡机理并对预充电和均压控制策略进行综述。

1 MMC工作原理和电容电压不平衡机理

1.1 MMC基本结构与工作原理

图1是三相模块化多电平换流器（MMC）主电路拓扑结构图，其拓扑结构与传统VSC有显著区别。MMC的桥臂不是由多个开关器件串联构成的，而是采用子模块级联方式连接[18-19]。由图可知，MMC由三相六桥臂组成，每相分为上、下两个桥臂，每个桥臂包含一个桥臂电抗器Lx和N个串联的子模块。其中，Ua、Ub、Uc和ia、ib、ic分别为三相交流电压、电流，Ls为交流侧电感，LDC为直流平波电抗器。其中桥臂电抗器Lx用来抑制相间直流电压差所引起的相间环流，因此又叫限流电抗器，此外其还具有直流母线发生短路故障时抑制交流冲击电流的作用[5]。

以图1中A相为例，假设Ua1、Ua2分别为A相上、下桥臂电压，Ua为A相交流输出电压，可得：

图1 三相MMC主电路结构Fig.1 Three-phase MMC main circuit structure

由式（1）、式（2）可得：

由于MMC三个相单元具有完全对称性，直流电流Idc在三个相单元之间平均分配，每个相单元的直流电流为 Idc/3，交流电流ia在A相上下桥臂均分，所以A相上、下桥臂电流分别为：

1.2 MMC电容电压不平衡机理

MMC每个桥臂是由各功率模块级联而成，输出直流电压由投入的子模块个数所决定。MMC的各子模块相对独立，悬浮电容也互相独立，子模块主电路是由非理想器件组成，因此电容电压极容易出现脉动和不平衡的现象。影响MMC各子模块电容电压的主要因素有非理想元件自身特性造成的桥电路损耗、控制环节存在延时、驱动信号不同步等[1]。控制环节延时可通过死区控制改善，驱动信号不同步的问题不可避免且影响较小，相对来说，影响MMC电容电压值不均衡的主要原因是电路损耗。本文以半桥子模块为例进行分析。

图2 半桥子模块Fig.2 Half-bridge submodule

图2 （a）是MMC半桥子模块拓扑结构图。它由两个带反并联二极管的ΙGBT和一个电容Cxm构成，其中分布在各个子模块中的电容在系统运行时提供能量缓冲和电压支撑的作用。通过循环交替控制ΙGBT器件Tm1、Tm2的开通和关断，实现子模块的投入与切除。

对半桥子模块建模分析，图2（b）是半桥子模块的理想开关模型[20]，由图2（b）可以得出：

其中，x=a，b，c；m=1, 2，……，2n。

ixm为子模块电流；Uxm为子模块电压；Ucxm为子模块电容电压。

MMC子模块电容电压不均衡的主要原因是电路损耗，而MMC子模块的电路损耗包括串联型损耗、并联型损耗和混合型损耗[1]。串联型损耗指二极管和功率开关器件的通态损耗，可等效为串联等效阻抗，其只与系统电流有关并不影响电容电压均衡；并联型损耗主要包括吸收回路损耗、电容自身损耗以及器件通态损耗，可用并联的等效电阻表示；混合型损耗包含开关器件的开关损耗以及续流二极管反向恢复损耗，此类损耗可近似等效为受控电流源，由MMC系统电流大小决定。因此，可建立如图2（c）所示的功率模块损耗模型，其中Rxm是并联型损耗等效电阻，Kxmixm是混合型损耗等效受控电流源。根据基尔霍夫电流定律：

通过以上分析可知，MMC子模块电容电压不均衡是是由多方面引起的，主要原因是充放电模块过程中产生的动态损耗，也包括电容自身损耗、开关特性差异、控制延时和驱动信号不同步等原因，MMC子模块电容电压不均衡的本质就是由于电路存在多种损耗引起的能量分布不均衡。因此，如何合理选择开关器件的通断状态、控制功率模块的投切、减少电路损耗，实现子模块电容的有功功率控制是目前亟需解决的关键问题。

2 MMC预充电控制策略

与传统两电平、三电平换流器不同，MMC包含了大量子模块，各子模块均有一个储能电容，在初始时刻，各子模块电容电压均为零。预充电控制的目的就是通过合适的控制方式和必要的辅助措施，使MMC系统的直流侧电压快速上升到正常工作水平。MMC预充电控制研究开展较早，但主要针对两电平、三电平的电压源换流器和对无源网络供电时设立的单独启动控制[21-24]，对模块化多电平预充电的研究相对较少，详细分析也鲜见，MMC预充电策略是电容电压建立的初始阶段，对MMC预充电控制策略的研究是必要的。

MMC的预充电方式，按照所利用的充电电源不同可分为他励和自励两种充电方式。他励方式即是借助辅助直流电源对子模块电容充电，只需子模块电容电压充电至额定电压以后断开充电电源，并旁路子模块即可，通常应用于中低压输配电领域。对于子模块较多的系统，电压可能会高达数千伏以上，要实现如此高电压的直流电源并为换流器数十上百个子模块电容完成充电，他励预充电方式十分不经济，文献[25]提出了外加直流电源的逐次预充电方法就是典型的他励预充电方式。通常在实际的输配电系统，大多采用自励的预充电方式完成对子模块电容的充电，即是利用现有的系统网络，完成对子模块的充电，达到MMC预充电控制目的。

MMC自励预充电从空间角度可分为交流侧预充电和直流侧预充电。交流侧预充电是系统各换流站通过自身交流侧向各自MMC子模块电容进行充电，充电结束后切换到正常运行状态；而后者是只通过一端换流主站向本地或者远方的MMC子模块电容充电，各子模块电容达到设定值后切换到正常状态。交流侧预充电方式独立性强，而直流侧预充电方式适合应用于无源网络供电和黑启动等场合。文献[26-27]就率先提出了直接利用三相交流电源的预充电控制方式，解决了功率模块充电一致性的问题。

MMC自励预充电从时间角度可分为不控充电阶段和可控充电阶段。不控充电阶段其实就是换流器闭锁时的充电过程。如图3所示，以半桥子模块为例对子模块电容不控充电过程进行分析，子模块充电电流只由交流侧电流的正负半波两个方向决定，图3（a）、（b）是半桥子模块充电时电流路径方向，其中T1、T2闭锁关断，电流为正时，子模块充电，子模块等效为带电的电容C；当电流为负时，子模块旁路，等效为短路。

图3 半桥子模块充电电流路径Fig.3 Half-bridge sub-module charging current path

系统不可控充电完成后，MMC子模块电容已经具有一定的电压值，但是没有达到系统的额定运行电压，此时需要可控充电过程对子模块电容进一步充电，达到期望的子模块额定电压值，此阶段就是可控充电过程。文献[28]提出把各个桥臂作为一个基本单位，采用有序逐一充电的控制策略解对子模块进行可控预充电的方法，具体可控充电流程如图4所示。

图4 可控预充电流程图Fig.4 Controllable precharging flow chart

文献[29]根据子模块的三种工作状态，提出了闭锁充电过程和半闭锁充电过程，指出图5所示子模块状态T1闭锁，T2解闭锁时为半闭锁状态，闭锁充电过程即上文提到的不可控充电过程，半闭锁充电过程与文献[24]中提出的可控充电过程不同的是只将某些子模块旁路，即子模块处于半闭锁状态，且流过子模块的电流大于零时，子模块可以被旁路或者充电，其触发脉冲的分配和电容电压均衡可通过稳态时相关控制得到，该充电方法相对来说简单可行,仿真试验证明了其方法可将电容电压充电到稳态值。

图5 子模块半闭锁状态Fig.5 Sub-module semi-latched

他励预充电方式主要应用于电压源型换流器装置和中低压配电网。针对MMC高压直流输电领域，自励预充电方式较为经济、实现也较简单。现阶段的研究多采用自励预充电方式，并在启动时充电回路串联限流电阻，充电结束后退出串联的限流电阻以减少损耗。

3 MMC均压控制策略

针对MMC各子模块悬浮电容相互独立、主电路为非理想器件容易导致的直流电容电压不均衡和脉动现象，目前一般有两种平衡电容电压的思路：一是通过在子模块外部增加辅助均压回路，使子模块在投切过程中自发保持均衡，也就是拓扑均压法；二是通过自身的控制算法实现电容电压均衡控制。

3.1 拓扑均压

MMC子模块数目直接决定了均压控制的难度和复杂度，针对子模块数目较多的MMC拓扑，控制方式复杂、硬件设计有难度、数据采集速度不够快等均会影响均压效果，相关学者开始从改善MMC拓扑的方式实现电容电压均衡。文献[30]提出了一种新拓扑，其一相桥臂结构如图6所示，与传统MMC结构不同之处在于此新拓扑结构上桥臂和下桥臂共用一个中间单元，输出相同电平数时每相级联的单元数比传统MMC结构少一个，但此方法只是减少了每个桥臂的输出电平数，认为减少了一个子模块的均压控制，而其他子模块还是需要加装其他控制策略才能实现均压。文献[31]在相邻子模块电容串联箝位二极管，为解决电容电压均衡问题提供了一个使模块间电容交换能量的新思路，但需要辅助变压器控制相电压平衡。

图6 MMC新拓扑一相桥臂结构图Fig.6 MMC new topology one-phase bridge structure diagram

文献[32]提出了一种如图7所示混合型模块化多电平换流器（hybrid modular multilevel converter，HMMC），其每个桥臂分别由n-1个半桥功率模块、两个桥臂功率模块和一组桥臂以及两个桥臂电感级联组成。与传统MMC相比，HMMC直流电容数量减少了四个，相比之下体积和重量有所减少，装置成本也有所降低。如果开关频率足够高，直流电容电压的波动也会降低，但此方法忽略了开关频率高时会带来较大的开关损耗。

图7 混合型模块化多电平换流器拓扑结构Fig.7 Hybrid modular multilevel converter topology

文献[33]提出了一种具有自均压能力的MMC拓扑结构，其拓扑结构如图8所示，与传统MMC拓扑结构不同的是，此种新拓扑结构各子模块间相互连接了二极管，同时在正负母线连接处增加了辅助二极管（D1、D2）、辅助电容（C1、C2）和辅助ΙGBT（T1、T2），构成了跨接电路，除此之外，B相子模块与A、C相子模块的引线也有所不同。此种拓扑结构使相间和相内子模块电容间有了能量传递的通路，各子模块能量相互牵制使从而均衡子模块电容电压。

比起前几种均压方式，文献[33]提出的具有自均压能力的MMC拓扑结构，通过改变子模块电容间相互独立的特性，在不依赖外加均压控制的同时，自发实现电容电压均衡，非常适用于高压大容量电力传输领域，是目前较为适用的拓扑均压方法。

图8 具备自均压能力的MMC拓扑结构Fig.8 MMC topology with self-balancing capability

3.2 控制算法均压

MMC均压控制策略一般与MMC脉冲调制策略配合，调制策略确定投入子模块的数目，均压控制策略决定哪些子模块投入，通过控制开关状态控制子模块的输出电压。目前较为常用的调制技术有脉宽调制技术（pulse width modulation，PWM）[34]、载波移相技术（carrier phase-shifted SPWM，CPS-SPWM）[35]和最近电平逼近调制技术（nearest level control，NLC）[36]等。对于传统的两、三电平VSC多采用PWM调制技术，CPS-SPWM和NLC较适用于电平数较多的应用场合。

目前大多数文献采用基于子模块电容电压排序的均衡控制策略，传统基于排序法的均压控制流程如图9所示[37]。此种基于完全排序的电容电压均衡方法，以桥臂为单位控制子模块的投切状态，但因为没有约束条件，使得每个控制周期都会对电容电压重新排序，在桥臂间子模块电压偏差不大、子模块数目并没有变化时，排序结果的变化会导致触发脉冲的调整，ΙGBT的反复投切增大了换流阀的开关损耗。

图9 传统排序均压方式Fig.9 Conventional sorting pressure method

针对传统排序均压控制计算量大、开关损耗大等缺点，大量研究学者开始从不同切入点对排序均压控制进行改进和优化来应对这一挑战。文献[36]通过设定电容电压上下限值，将均压控制使用在电压越限的子模块上，未越限的子模块通过引入保持因子使其继续保持投切状态，该方法在不增加电容电压波动情况下有效减少了开关频率从而降低了开关损耗。

文献[38]提出了一种通过引入子模块间最大电压偏差量 ∆Umax和预先设定的子模块电压偏差允许值 ∆U0时，当 ∆Umax大于 ∆U0时采用图9所示的传统均压方法，当 ∆Umax小于 ∆U0采用优化的均压方法。其优化均压方法如图10所示，其中nold是上一周期投入的子模块数， Nchange指投入子模块数目的变化量。该方法在NLC的基础上，对传统均压策略进行了改进，提出了子模块最大电压偏差为约束条件优化均衡子模块电容电压，大大降低了开关损耗。

文献[39]提出了一种MMC子模块电容电压分层均压控制方法，其原理是根据子模块电容电压最大值和最小值将电容电压分为M层，每个分层区间作为一个容器，再依据子模块电容电压值将其放入对应容器中，进行优化排序后确定需要投入的子模块，该方法在一定程度上降低了排序次数并降低了子模块开关损耗。

图10 优化的均压控制方法Fig.10 Optimized pressure equalization control method

前面介绍的文献均是基于最近电平逼近调制策略提出的基于排序法的优化的电容电压均衡策略，文献[40]提出了一种基于分组调制的子模块电容电压均衡方法，仿真验证了此均压方法的有效性；文献[41]介绍了一种适用于CPS-SPWM调制技术的电容电压优化平衡控制方法，通过纵向调整各子模块对应的调制波，调节子模块导通时间实现对电容电压的动态调节，将电容电压波动幅度控制在±7%以内，是一种效果较好的均压方式。

均压控制的复杂程度取决于MMC桥臂子模块数目，数目越多、控制越复杂，而排序均压法依赖于电容电压数据采样、计算量大，对控制器硬件设计提出了挑战。针对这一挑战，除拓扑均压法外，研究学者将研究方向指向无需排序的子模块电容均压策略研究。文献[42]结合CPSSPWM调制方式，提出一种新型均压控制策略，该策略通过提前设定好子模块开关频率，根据调制波变化决定子模块触发状态，调节充放电时间实现子模块电容电压的均衡。文献[43]提出了一种无需排序的快速的电容电压均衡策略，通过比较控制周期前后处于投入子模块的个数和桥臂子模块电容电压与子模块电容电压平均值的偏差是否在限定区间内来确定是否重新触发ΙGBT，该方法只需进行电压平均值求取和电压值比较两种计算，相比排序算法计算量大大降低，显著提高了系统动态响应速度。

控制算法均压是目前MMC研究中常用的均压方式，相比于拓扑均压，虽然增加了控制算法复杂性，但不用增加各类元器件，相对来说较经济。因均压效果好，目前多采用基于排序法的均压控制方式。

4 结论

本文通过对MMC工作原理和电容电压不平衡机理的阐述，了解到均压控制对MMC研究的重要性，电容电压不均衡不仅会导致输出直流电压不稳定和输出交流电压畸变，也会使MMC三个相单元之间产生环流，这对MMC的影响是相当大的。本文综述了预充电控制和电容电压均衡控制，虽然目前已有很多学者对均压控制策略进行研究，也取得了较大的突破，但以下问题还没有得到实质性的解决：

（1） MMC子模块电容电压由于充放电时间、电容值的不同和损耗的不同，实际电压是离散的，电容电压取何值较为合适；

（2）子模块电容电压不平衡度的取值在哪个范围最合适，目前文献都认为控制在10%作为准则，但并没有文献对此不平衡度有定论；

（3）开关损耗和均压效果有一定的矛盾性，目前还没有一种能够使均压效果达到最优且开关损耗最小的均压方法。因此，对MMC均压控制的深入研究是很有必要的。