基于半导体开关和脉冲变压器的高压脉冲电路的过电压抑制

王永刚 江 敏 高 明 王 菲 黄逸凡

(中国科学院深圳先进技术研究院 生物医药与技术研究所 深圳 518055)

1 引 言

宇宙中，99% 的物质以等离子体状态存在[1,2]。其中，等离子体由电子、离子和中性粒子组成。据热力学平衡程度，可将等离子体分为3 种类型。其中，在恒星的内核、受控热核聚变堆中，电子温度、离子温度及中性粒子温度完全一致，被称为完全热平衡等离子体。在巨型闪电及用于切割、焊接的电弧等离子体中，带电粒子和中性粒子接近热平衡，称为局部热力学平衡等离子体。而在极光、荧光灯中，电子温度远高于离子和中性粒子的温度，称为非热力学平衡等离子体，也称为低温等离子体。低温等离子体的高能电子足以使反应物分子激发、离解和电离，而整个低温等离子体反应体系可以保持为常温。在上述 3 种等离子体类型中，低温等离子体在工业中的应用最为广泛[3]，如在材料表面改性[4]、废水废气处理[5]、流动控制[6]和生物医学[7]等领域均具有广阔的应用前景。

低温等离子体的产生方法很多，但最重要和最普遍的是气体放电法，如电晕放电、介质阻挡放电及大气压等离子体射流等[8]。传统上，采用直流或正弦高压驱动等离子体反应器，产生低温等离子体。有研究[9,10]表明，采用脉冲驱动时，产生的等离子体更均匀，能量效率更高。因此，研制适合低温等离子体应用的脉冲高压发生器是研究热点之一。

截至目前，学者已提出多种可用于驱动低温等离子体反应器的高压脉冲电路拓扑[11-20]。其中，一种采用两个由半导体开关(绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))串联而成的高压开关，组成推挽电路[11]。这种拓扑对开关的同步性要求非常高，还需要复杂的均压电路。另一种称为全固态Marx 发生器，使用半导体开关代替传统 Marx 发生器的气体开关，用二极管或电感代替充电电阻，因而在放电可控性、重复频率、寿命、效率等方面均有很大的提升[12,13]。然而，由于半导体开关的耐压限制，为了输出高压脉冲，这两种拓扑都需要大量的半导体开关，不仅增加了造价和系统复杂性，还降低了可靠性。

脉冲变压器被广泛用于产生高压脉冲[13-18]。Bortis 等[14]采用 1∶170 的矩阵变压器，将 1 kV的原边电压升高至 170 kV，脉宽为 5 μs，上升时间小于 500 ns，频率 200 Hz。Zhang 等[15]使用脉冲变压器，将市电整流后的电压升高至20 kV，用于驱动等离子体射流反应器，取得了很好的效果。脉冲变压器的输出电压经过磁开关或传输线变压器压缩后，可以获得纳秒量级的窄脉冲[18,19]。而灵活的变比使脉冲变压器原边电压在商业化半导体开关的工作电压范围内，避免了开关的串联。

然而，当用半导体开关驱动脉冲变压器时，受漏感的影响，会产生过电压，不仅增大了损耗，还可能导致开关过电压击穿。常规过电压抑制措施是在开关两端并联 RCD 吸收电路，但存在严重的损耗。

本文提出一种新的过电压抑制电路，不仅可以有效抑制开关两端的过电压，还能将电感中的能量回收到储能电容中。本文首先在第 2 节分析新过电压抑制电路的工作原理和参数设计，然后在第 3 节给出实验测试结果和讨论，最后进行总结和展望。

2 电路工作原理

2.1 高压脉冲电路的工作原理

高压脉冲电路主要由直流电源Uin、充电二极管D1、充电电感L1、储能电容C1、放电开关S1、升压变压器T和负载ZL组成，如图1所示。它主要有两种工作模式：

(1)当开关S1导通时，C1通过S1对Lpri放电，在Lpri两端施加一个电压脉冲，于是在变压器副边绕组Lsec两端感应出一个高压脉冲，输出到负载ZL。同时，二极管D1导通，直流电源Uin的电压全部加在充电电感L1上，通过L1的电流线性上升。

(2)当开关S1断开时，直流电源Uin通过D1、L1和变压器的原边绕组Lpri给C1充电。由于电流逐渐减小，L1两端的电压反向，因而C1充满电时的电压高于Uin值。变压器磁芯也在此时得到复位。

2.2 产生过电压的原因

分析工作原理时，假设各元件都是理想的，然而实际情况要复杂得多。变压器不可避免地存在漏感Ls、绕线电阻Rs、分布电容Cd及磁化电感Lmeg，如图2所示。

S1导通时，电流is流过漏感Ls。而在S1关断瞬间，is急剧减小，在Ls两端产生很高的反向电压励磁电感Lmeg和分布电容Cd并联，其两端电压vmeg不会突变；与vmeg及C1两端的电压叠加，导致S1两端的电压远高于额定电压，使S1击穿损坏。

图2 考虑变压器分布参数时的等效电路图Fig. 2 Equivalent circuit considering distributed parameters of the pulse transformer

因此，为了使高压脉冲电路稳定工作，必须使用过电压抑制电路。

2.3 常见的过电压抑制电路

通常，在开关S两端并联 C 型、RC 型或RCD 型吸收电路来抑制关断瞬间的过电压，如图3所示[20]。其中，图3(a)为 C 型吸收电路。开关S断开时，电流is将流过电容C，将电感储存的能量转移到C上。避免在S关断时，由于电流突变在S两端产生很高的尖峰电压，大大减小了关断过电压。但当S闭合时，充满电的电容C将通过S放电，增大了S开通时的电流应力。图3(b)为 RC 型吸收电路。电阻R的接入可以减小S闭合时C的放电电流。但在S断开时会导致其两端的电压升高，降低了对S关断瞬间的防护效果。图3(c)为 RCD 型吸收电路。在S断开时，电流is通过二极管D对电容C充电；而在S闭合时，电阻R又可以限制C的放电电流。因此，RCD 型吸收电路既有 C 型和 RC 型吸收电路的优点，又避免了它们的缺点。

假设开关S断开前，电感的电流为I0，回路中总电感为L，则储存在电感中的能量EL为：

假设S关断前储存在电感中的能量完全转化为电容C中的能量，且电容的电压因此升高了则有

进而可以求出吸收电容为：

吸收电路是随着S的导通、关断而循环工作的，因此对于 RC 型和 RCD 型吸收电路，存储在吸收电容C中的能量必须通过电阻R消耗掉。只要满足放电时间常数小于S导通时间tp的 1/4，就可以保证C中绝大部分能量的释放，不会影响下一次吸收。所以，吸收电阻需要满足的条件之一是：

然而，吸收电路会引起大电流振荡。为了抑制振荡，应增大R，使电路处于过阻尼状态，即R需满足：

通过以上分析可知，图3所示的吸收电路是一种有损电路。S断开后，储存在电感中的能量先转移到吸收电容C中，然后再通过开关S(C型吸收电路)或电阻R(RC 型和 RCD 型吸收电路)消耗掉。

图3 常规吸收电路Fig. 3 Conventional absorbing circuit

此外，高压脉冲电路输出的脉冲宽度为微秒量级，开关S导通的时间非常短，因此电阻R的取值不一定能同时满足式(4)和(5)。

2.4 新型过电压抑制电路

本文提出的过电压抑制电路(如图4)由二极管D2和开关S2串联而成，开关时序如图5所示。该电路主要有 4 种工作模式。

(1)模式 1 [t0,t1]：开关S1导通，充满电的储能电容C1通过S1对变压器原边放电，在变压器副边绕组感应出高压脉冲。假设变压器的变比为 1∶n，则输出电压幅值为由于漏感Ls和分布电容Cd的影响，实际输出电压会有振荡。同时，Uin直接加在充电电感L1上，L1的电流线性增大。

(2)模式 2 [t1,t2]：开关S2也导通。然而，由于S1仍处于开通状态，因此S2的集电极-发射极电压反偏，没有电流流过S2。故S2属于零电流开通。在该模式中，C1仍通过S1对变压器原边放电。同时，L1的电流继续线性增加。

图4 提出的过电压抑制电路原理图Fig. 4 Schematic diagram of the proposed overvoltage suppression circuit

图5 开关时序Fig. 5 Timing sequence

(3)模式 3 [t2,t3]：S1关断，S2保持开通。由于分布电容Cd两端的电压vmeg不能突变，因此Cd继续对励磁电感Lmeg放电，Lmeg的电流不断增大，直到vmeg减小到零。随后，Lmeg反向对Cd充电，使vmeg反向增大。同时，由于漏感Ls中的电流is不能突变，因此is通过S2、D2流回到直流电源Uin中。根据基尔霍夫电流定律，励磁电流imeg除少部分与Cd进行能量交换外，大部分都流回到Uin中，因而储存在Lmeg中的能量大部分得到回收。S2的导通时间必须足够长，使is减小到零。在该模式中，充电电感L1中的电流也通过S2和D2续流。

(4)模式 4 [t3,t4]：S2关断。电源Uin通过D1、L1和变压器原边给储能电容C1充电。在充电后期，当C1的电压高于电源电压Uin时，充电电感L1的电压反向，继续给C1充电，使C1的电压高于电源电压Uin。因而，该电路在充电时具有升压作用。

3 仿真与实验结果

3.1 RCD 型吸收电路仿真

本文首先将图3(c)所示的 RCD 型吸收电路并联在图2 中S1开关的两端，采用 Pspice 仿真，各电路元件的参数如表1所示。其中，变压器参数是通过测量实际变压器确定的；C根据公式(3)，并且结合实际波形计算而得。开关S1的导通时间为 2 μs，根据公式(4)，R小于 11.36 Ω；然而，根据公式(5)，R应当大于 90 Ω，因此同时满足公式(4)、(5)的R值不存在。增大导通时间tp，可以使R同时满足公式(4)和(5)，然而变压器的伏秒积也必须变大，这增大了变压器的体积。电路振荡时，会使过电压更严重，为了防止出现振荡，取R＝100 Ω。负载开路，因此取ZL＝1 MΩ，模拟开路状态。

表1 电路仿真参数Table 1 Parameters of simulated circuit

图6 RCD 型吸收电路的仿真结果Fig. 6 Simulation results of the RCD absorbing circuit

图6 为仿真结果，波形从上到下依次为开关S1的驱动电压，开关S1、吸收电容C和储能电容C1两端的电压，漏感电流is和励磁电流imeg，变压器次级输出电压。由图6 可知，变压器的输出电压可以到 10 kV 以上。然而在S1导通期间，吸收电容C的电压并未降到零。在S1关断后，S1两端的电压上升到 671.65 V，是直流电源电压 311 V的 2.16 倍。S1关断时，漏感Ls和励磁电感Lmeg中的电流不为零，存储在其中的能量给吸收电容C充电，导致C和S1两端的电压上升。

3.2 新型过电压抑制电路仿真

接下来，对提出的过电压抑制电路进行仿真，仿真电路与图4一致，各电路参数见表1。仿真结果如图7所示，波形由上到下依次为开关S1、S2的驱动电压vg1、vg2；S1、Lmeg和C1两端的电压；漏感Ls、励磁电感Lmeg和流过开关S2的电流；变压器次级输出电压。

S1先导通 2 μs，在S1导通 1 μs 后，S2导通。在S1导通期间，脉冲电压施加到变压器原边，在变压器副边感应出高压。由于原边电压较高，约 550 V，副边电压也很高，约 19 kV。在S1导通期间，励磁电感Lmeg的电流上升。S1关断后，Lmeg两端的电压仍然为正，因此其电流继续增大。同时，大部分励磁电流通过开关S2、二极管D2流回电源Uin。随后，Lmeg两端的电压反向，Lmeg的电流逐渐减小到零。由于原边电压反向，变压器副边的输出电压也变为负。最后，电源Uin通过二极管D1、电感L1和变压器原边给储能电容C1充电，C1的电压逐渐上升。在充电过程中，开关S1两端的电压不断振荡，输出电压也存在振荡，通过计算振荡周期发现，该振荡主要由分布电容Cd和励磁电感Lmeg引起。但该振荡不会引起过电压，也不会造成额外的开关损耗。

图7(b)中带“▽”的紫线表示储能电容C1的电压变化。可以发现，当漏感和励磁电感中的能量回收到电源Uin中时，储能电容C1的电压逐渐下降。当电流is降为零时，C1的电压仅剩65 V 左右。而C1在S1导通放电期间，减小的电压仅为 40 V。因此，在能量回收过程中，C1的电压减小了 445 V 左右(充满电时，电压为550 V)。相当于每次放电时，能量都在电源Uin和储能电容C1之间流动一次，可能造成额外线路的损耗。此外，与 RCD 电路相比，采用该过电压抑制电路时，所需的充电时间较长，限制了输出脉冲的频率。

3.3 RCD 型吸收电路的实验结果

为了验证理论分析与仿真结果，本文依据图1 搭建了高压脉冲发生电路，并采用图3(c)所示的 RCD 型吸收电路抑制过电压。其中，直流电源Uin由 220 V 电网电源经过调压器、整流桥和滤波电容后提供。由图6 可知，开关S1两端的峰值电压达 671.65 V；由图7 可知，S1的最大电流约 50 A。因此采用型号为 IKW40T120 的IGBT，其耐压为 1 200 V，直流电流为 40 A，最大脉冲电流达 105 A，远大于 50 A。二极管D、D1选用 DSEI30-12A；其余元件参数见表1。

变压器副边开路时，IGBT 两端的电压如图8(a)所示。由于充电电感L1的升压作用，C1的电压高于Uin(311 V)，达到 352 V。IGBT 断开后，其两端的电压迅速升高至 766.25 V。由于所采用的 IGBT 耐压为 1 200 V，因此不会出现过压击穿。但吸收电容C中的能量完全损耗在电阻R中。

图8 RCD 型吸收电路的实验结果Fig. 8 Experiment result of RCD absorbing circuit

图8(b)为变压器的空载输出电压，其峰值达到 11.40 kV，满足设计要求。在脉冲顶部，存在强烈的高频振荡，这是由变压器的漏感Ls和分布电容Cd引起的。开关S1导通期间，励磁电感Lmeg中的电流逐渐上升；S1断开后，Lmeg中的电流不为零，储存着磁能。因而，Lmeg会与分布电容Cd、吸收电容C振荡，导致变压器输出负电压。

3.4 新型过电压抑制电路的实验结果

采用图4所示的过电压抑制电路，开关断开后，不会出现过电压，如图9(a)所示。图9(b)为变压器空载输出电压。对比图7 和图9 可知，仿真波形与实际波形较为接近，表明仿真所用的电路模型较为准确。仿真中，开关S1两端的电压为 570 V，输出电压达 19 kV。实际测试时，考虑到变压器绝缘，开关S1两端的电压仅升高至352 V，输出电压为 11.5 kV。该电源的工作频率可以达 2 kHz。

另外，利用这种过电压抑制电路，产生脉冲高压并用于驱动悬浮介质阻挡放电负载，研制了一台等离子体治疗仪，如图10(a)所示。当白色的介质靠近接地电极、人或动物皮肤时，会放电产生等离子体，可用于杀灭伤口上的细菌，促进伤口愈合，如图10(b)所示。

图9 提出的过电压抑制电路实验结果Fig. 9 Experimental results of the proposed overvoltage suppression circuit

图10 等离子体治疗仪及小鼠伤口愈合实验图Fig. 10 Plasma therapeutic apparatus and the experimental paragraph of treating skin wounds in rats

4 与国内外相似研究对比分析

基于悬浮电极介质阻挡放电，德国科学家研制了一款名为 PlasmaDerm 的等离子体治疗仪[21,22]。PlasmaDerm 已经被用于临床试验，研究表明其在促进慢性伤口愈合方面具有良好的疗效。本文采用半导体开关驱动脉冲变压器，产生高压脉冲，驱动悬浮电极介质阻挡放电反应器，产生等离子体，并进行了初步的动物实验。在此过程中，本文提出了一种新的过电压抑制电路，使高压产生电路工作更加稳定可靠。然而，与PlasmaDerm 相比，本文研制的等离子体治疗仪体积较大，反应器及其最佳工作参数尚未进行优化，这也是未来研究中亟需解决的问题。

5 结 论

当用半导体开关驱动脉冲变压器产生高压脉冲时，由于电感的作用，会产生过电压，导致开关击穿。因为开关导通时间短，传统 RCD 吸收电路不能有效抑制过电压，还会将电感中的能量全部消耗在吸收电阻中。

本文提出一种新型的过电压抑制电路，首先给出了该电路的工作原理，然后对该电路进行仿真与实验，并与 RCD 型吸收电路相比较。结果表明，该电路不仅能有效抑制过电压，还可以使电感电流回流到直流电源中，使电感中的能量得到回收。然而，该电路也会导致能量在储能电容和直流电源间反复流动，可能造成额外的线路损耗。另外，由于所需充电时间较长，会限制输出脉冲的频率。

最后，采用该电路，本文研制了一台高压脉冲发生器，可以产生幅值为 11 kV、频率为 2 kHz、脉宽为 2 μs 的脉冲，并用于驱动悬浮电极介质阻挡放电负载，能够稳定产生低温等离子体。