应用于机载开关电源的功率因素校正电路设计

叶明刚

（西门子自动化（成都）有限公司，四川 成都 611731)

1 电路系统综述

360～800 Hz单相115 VAC输入电源经EMI电路、滤波电路和整流电路后，再经PFC升压变换电路，实现了输入电流整形、功率因素校正和预稳压功能，为DC-DC变换提供了良好的直流供电和储能[1]。PFC后的直流供电经DC-DC变换电路的高频变压器、整流电路、输出滤波电路和EMI电路，获得了稳定的隔离直流28 VDC稳压电压。整个电源结构如图1所示。

图1 电路系统

2 电路系统关键技术

2.1 宽频供电低谐波输入电流技术

机载开关电源不仅要满载情况下满足低电流谐波和高功率因数的要求，而且在半功率情况下也要满足DO-160G中的输入低电流谐波和高功率因数的要求。

通过输入电流波形测试，按工频标准设计的Boost APFC在50 Hz或60 Hz的频率下基本检测不到过零畸变的波形。但是，在较高电源输入频率下，如360 Hz或更高的状态下，问题将变得非常严重，无法满足RTCA DO-160G标准谐波的电流要求。

经分析得出，电源输入回路在不同频率下存在不同的频率特性。在较低的输入频率下，电路主要贡献的是纯电阻特性。随着输入频率的增高，电路特性开始转向容性。根据容性器件的固有特性可知，流过容性器件的电流相位要超前于其两端电压一定的角度。另外，由于二极管存在开启电压及单向导通特性，使得整流桥在换流过程中二极管不能迅速导通并实现换流，从而造成短时间的零电流状态，引起零畸变问题。

电路设计时，将同时优化功率电路和控制策略，调整电路的参数设计，满足输入电流谐波和功率因数的要求。但是，参数调整对电源的效率和电磁兼容有严重影响，必须综合考虑、平衡各种效应[2]。

2.2 高效率功率变换器技术开发

为了最大限度提高电源整机效率，PFC功率变换器和DC/DC变换器均采用临界电流（CRM）工作模式，同时对两部分电路的控制部分进行优化设计，以实现轻载（空载）及输出短路时的低功耗，提高电源的适应性和可靠性。

3 CRM PFC工作原理

由于电源功率不大，功率电路常规采用的是DCM或者CRM工作模式。为了提高电源效率，本方案采用CRM工作模式。CRM模式的PFC工作原理框图，如图2所示。

图2 CRM PFC原理框图

组成CRM PFC电路的功能模块主要包括误差变压器、乘法器、零电流检测、电流整形网络和控制逻辑。输出电压波形通过分压电阻反馈至误差放大器的同相输入端，与2.5 V基准电压比较后，输出误差信号供给乘法器；经全桥整流后的输入电压波形经分压电阻输入至乘法器的另一端。由此，输出电压的近似直流波形与输入电压的全桥整流波形相乘后，由乘法器供给电流整形网络作为开关电流波形的参考信号。电流整形网络的另一个输入端来自开关MOS管的取样电阻，代表了功率回路中的电流形态。图3的CRM波形中的Vref即是输出电压的近似直流波形与输入电压的全桥整流波形的乘积，Iinductor即取自于开关MOS管下端取样电阻的电流波形。分析开关MOS管接通与断开时的电流波形可知，当MOS管接通时，Iinductor按一定斜率上升，上升至此时Vref的电平高度时，控制逻辑将开关MOS管断开，Iinductor按一定斜率下降直至零。零电流检测电路通过Boost主电感的副绕组检测开关电流，当检测到电流为零时，触发控制逻辑重新接通MOS管，然后Iinductor再重复上一过程。此种模式即为临界导通模式CRM，电感的平均电流如图3所示的Iavg，其平均值等于Iinductor的一半。

图3 CRM电流波形图

ST公司生产的L6563是同类PFC控制IC中最先进的一种。L6563除具有传统标准型CRM PFC控制器的一般特点外，还提供有附加功能，如THD最佳化、开/关控制、过电压保护、反馈失效保护、电感器饱和检测与保护功能等功能。

4 CRM PFC参数计算

PFC参数设计的第一步取决于交流输入条件和产品对功耗的需求。以下限定了PFC的输入条件及设计目标。

输入交流电压：VINmin=90VacVINmax=135Vac

输入交流频率：360～800 Hz

PFC输出电压Vo=550 V，输出功率P=55 W

设效率为0.9，开关频率FSWmin=50 kHz，功率因素值PF=0.99。

4.1 电流计算

以下主要计算交流输入电流均值IINrms，流过BOOST变压器原边的峰值电流ILpk、均值电流ILrms、交流电流ILac以及MOS管、二极管、整流桥所需承受的均值电流：IMOSrms、IDrms、IBrms。

输入电流：IINrms=P/(VINmin×PF)=0.62 A；

电感电流：ILpk=2.828×IINrms=1.75 A；

ILrms=1.15×IINrms=0.72 A；

ILac=(ILrms2-IINrms2)1/2=0.37 A；

MOS管电流：IMOSrms=0.3×ILpk=0.53 A；

二极管电流：IDrms=0.29×ILpk=0.5 A；

整 流 桥 电 流：IBrms=0.707×IINrms=0.44 A，IBavg=0.45×IINrms=0.28 A。

4.2 BOOST电感设计

根据CRM模式，PFC电路电感值的计算公式为：

为了保证电路在输入电压频率360～800 Hz范围内谐波满足要求，取LP为450 μH。

4.3 主功率器件选型及功耗估算

以下对MOS管、二极管的具体参数进行计算，并推荐器件选型：

（a）MOS管的选择要求：VDSmax＞500 V；ID＞ 8 A， 选 择 ST的 STF12N50M2，VDSmax=500 V；ID=10 A，RDSONmax=0.38 mΩ。

导通损耗：PON=IMOSrms2×RDSONmax=0.1 W

容性损耗：Pcoss=0.5×Coss×V2×FSW=0.5 W

开关损耗：PSW=VMOS×IMOS×Tfall×FSW=1.2 W

总的损耗：PQ=PON+Pcoss+PSW=1.8 W

（b）二极管的选择要求VRRM＞300 V，IF＞2 A。选择银河电器的MURSF460，VRRM=600 V，IF=4 A，VF=1.05 V。

二极管导通损耗：PD=IDrms×VF=0.5 W。

5 实验结果与结论

按照以上参数设计，实测开关电源的电压与电流波形如图4所示，棕色为电压波形，绿色为电流波形，电流没有明显的畸变现象而且能够很好地跟踪电压，从而达到提高功率因素的目的，满足机载开关电源应用的需求。

6 结 论

为防止装置发生过补偿现象，利用PLC模块作为监测控制系统，根据监测的直流电流情况，通过控制逻辑自动调节电源输出的电流，保持中性点电流小于预设的定值，从而达到抑制直流偏磁的目的。模拟试验和现场试运行的结果表明，装置可以很好地平衡变压器中性点直流电流，保证流入变压器的直流电流在预设范围内无误动，满足实际工程需要的可靠性。

图4 实测波形

参与文献：

[1] 张阳辉.基于功率因素校正的可调正负开关电源设计[D].西安：西安电子科技大学，2011.

[2] 黄济青，黄小军.通信高频开关电源[M].北京：机械工业出版社，2004.