用CCCCTA设计跳频滤波器*

马一山，曾以成

（湘潭大学 微电子科学与工程系，湖南 湘潭 411105）

0 引 言

无线通信业务的迅速发展，要求模拟前端能适应不同制式信息的处理。因此，需要设计适应多种标准的收发电路，而可重构滤波器是其中不可或缺的部件。Fabre等人提出了称之为跳频滤波器（Frequency Agile Filter，FAF）的一种特殊类型可重构滤波器[1]，可在信号传输时在两个相邻频率之间快速切换，现已广泛应用于各种定位系统[2]。因而，跳频滤波器（FAF）的设计研究受到了广泛关注[3-6]。文献[3]给出了采用电流差分跨导放大器（CDTA）设计的一种0类和1类FAF结构；文献[4]给出了由3个CDTA、2个电容和1个电阻组成的1类FAF电路；文献[5]提出了以CDTA和电压差分跨导放大器（VDTA）为有源器件构成的0类、1类和2类FAF电路。这些滤波结构的缺点是使用了电阻元件[3,5]，或者电流输出端接有电容，不便于使用。电流控制电流传输跨导放大器（CCCCTA）实际上是电流控制电流传输器与跨导运放组合的有源器件[7-8]。由于它的x端内部有一受偏置电流控制的寄生电阻，因而基于CCCCTA的滤波器可以不包含电阻元件[9-13]。现有文献还没有找到由CCCCTA构成跳频滤波器的报道，本文将给出以CCCCTA为有源器件设计0类、1类和2类FAF的电路。它的滤波结构只包含CCCCTA和2个接地电容无源元件，且高阻抗输出，克服了上述文献的不足。最后，PSPICE仿真结果也证实了提出电路的正确性。

1 FAF的实现框图

1.1 第0类FAF

第0类FAF功能框图如图1所示[3,5]。它是有1个输入和2个输出的二阶滤波器，其中一个输出为带通（IBP），另一个输出为低通（ILP）。

图1 第0类FAF

对应的传输函数分别为：

中心频率与品质因数依次为：

1.2 第1类FAF

第1类FAF框图如图2所示[3,5]。

图2 第1类FAF

它是将第0类FAF的低通输出放大后（具有可变增益A）反馈到输入端，传输函数为：

因而，中心频率与品质因数为：

式中，f0是第0类FAF的中心频率，Q为第0类FAF的Q因子，A是放大器的增益。

1.3 第n类FAF

可以扩展第1类FAF采用的方法来实现第n类FAF，特征参数分别为：

2 基于CCCCTA的跳频滤波器设计

2.1 CCCCTA的特性

CCCCTA的电路符号和功能等效电路分别如图3（a）和图3（b）所示。

图3 MO-CCCCTA的符号与等效电路

它的理想端口特性为[7-8]：

式中，Rx是x输入端的内部寄生电阻，gm为跨导增益。对于场效应管实现的电路，其Rx和gm的计算公式分别是：

其中kRX和kgm的具体表达式见文献[8]。

2.2 第0类FAF

提出的第0类FAF电路如图4所示。实质上，它是能直接提供低通和带通滤波器功能的二阶滤波器。

图4 基于CCCCTA的第0类FAF

可以推导出图4中2个输出端口的带通滤波器和低通滤波器的传输函数依次为：

其中Rx和gm是电路中CCCCTA的x端寄生电阻和+z到输出端±o的跨导。

由式（18）或式（19）可以求得中心频率和品质因数为：

2.3 第1类FAF

设计的第1类FAF电路如图5所示。

图5 基于CCCCTA的第1类FAF

其中，第一个CCCCTA与2个接地电容组成第0类FAF，第2个CCCCTA组成电流放大器。可以推导其带通传输函数为：

相应地，极点频率与品质因数分别为：

其中Rxi和gmi中的下标i表示参数是第i个CCCCTA的，下同。

2.4 第2类FAF

设计的第2类FAF电路如图6所示。其中，有3个CCCCTA的控制偏置电流是相同的，也就是它们的x端内部寄生电阻Rx与±o的跨导gm是一样的。

图6 基于CCCCTA的第2类FAF

它的带通传输函数为：

极点频率与品质因数为：

3 PSPICE仿真结果

采用MOS管构成CCCCTA[14]，其中MOS管采用TSMC 0.25 μm工艺参数[15]，电源电压为±1.5 V，所要求的-z端和-o端可由交叉耦合电流镜实现[11]。由式（16）、式（17）和式（20）、式（21）、式（24）、式（24）、式（26）、式（27）可推出的上述0类、1类和2类FAF的中心频率与品质因数与偏置电流的函数关系如表1所示。可以根据实际需要选定一些偏置电流可变、另一些偏置电流不变来调整中心频率与品质因数。在下面的PSPICE仿真中，对于0类FAF，选定IB=IS同时改变来调整特征参数；对于1类和2类FAF，选择IB1=IS1同时变，而IB2与IS2不变来改变特征参数。电路中的电容都取为1 nF。

表1 特征参数与偏置电流的关系表

3.1 第0类FAF仿真结果

设定IB=IS分别为5 μA、10 μA、15 μA、20 μA和25 μA，对图4的0类FAF进行PSPICE仿真。图7是其幅频特性曲线，表2列出了各种情况下的中心频率、带宽、Q值、最大输出噪声电压和功耗，其调谐比n=fomax/fomin=5.370 3/1.659 6=3.235 9，Q值的仿真值与理论值1存在偏差。

3.2 第1类FAF仿真结果

设定IB1=IS1分别为 5 μA、10 μA、15 μA、20 μA和25 μA，而IB2=1μ A、IS2=10μA保持不变，对图5的1类FAF进行PSPICE仿真。图8是其幅频特性曲线，表3给出了各种情况下的中心频率、带宽、Q值、最大输出噪声电压和功耗，其调谐比n=8.128 3/2.570 4=3.162 3。由式（23）和式（24）可知，1类FAF的中心频率和Q值比0类FAF的对应值大倍。由于IB2与IS2不变，故此倍数值几乎不变，因而调谐比与0类FAF接近。

图7 基于CCCCTA的0类FAF频率响应

表2 基于CCCCTA的0类FAF参数

图8 基于CCCCTA的1类FAF频率响应

图9 基于CCCCTA的1类FAF频率响应

3.3 第2类FAF仿真结果

与1类FAF仿真时偏置电流选择一样，取IB1=IS1分 别 为 5 μA、10 μA、15 μA、20 μA 和25 μA，而 IB2=1μA、IS2=10μ A 不变，对图 6的2类FAF电路进行PSPICE仿真。图9是其幅频特性曲线，表4给出了各种情况下的中心频率、带宽、Q值、最大输出噪声电压和功耗。它的调谐比n=11.482 0/3.630 8=3.162 4。由式（26）和式（27）可知，2类FAF的中心频率和Q值比0类的FAF的对应值大1+Rm2gm2/2倍，比1类FAF大倍。同样，由于IB2与IS2不变，故其中心频率与Q值比0类或1类FAF对应的值大上述倍数，而调谐比与0类或1类FAF接近。

4 结 语

本文提出了一种采用CCCCTA构成的电流模式0类、1类和2类跳频滤波器，给出了相应的极点频率和品质因数计算公式。与文献[3-5]的相应结构比较，提出的FAF的优点主要有：电路不需要电阻，所用的2个电容是接地的，使电路易于单片集成，电路功耗更小，输出噪声电压低；电流高阻输出，便于驱动负载；调谐比较大。最后，PSPICE仿真结果证实了电路的可行性。

表3 基于CCCCTA的1类FAF参数

表4 基于CCCCTA的2类FAF参数

参考文献：

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