基于零中频构架的OFDM射频调制系统设计

张 颖 ，李炯卉 ，熊蔚明 ，张羽丰

（1.中国科学院国家空间科学中心北京100190；2.中国科学院大学北京100049）

正交频分复用（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM）将整个信道划分为多个窄带平坦衰落信道，使之并行传输高速数据流[1]，获得较高的频谱效率和良好的抗频率选择性衰落性能[2]；同时能够利用循环前缀降低无线信道中的时延扩展所引起的符号间干扰（ISI），从而能够有效克服多径衰落，便于同步和均衡。由于其突出优点，OFDM已被广泛应用在LTE、IEEE 802.11n等多种无线通信系统中[3]。但是，由于OFDM每个子载波的频谱大致呈sinc函数波形，各子载波叠加之后呈现较大的旁瓣，且旁瓣衰减缓慢，导致OFDM符号整体功率谱带外辐射干扰较大[4]。同时，D/A输出信号频谱中除了包含谐波和杂散以外，还包含它们相对于时钟的镜频分量，当采样率满足一定条件时，这些镜频分量就会出现在主信号频谱附近，或直接进入主信号带内，产生镜频交叠，也称为镜频干扰[5]。

镜频抑制通常考虑在接收端采取措施，例如：相位平衡式镜频抑制混频器[6-7]、多次变频技术、镜频抑制混频器[8]和镜频抑制谐波混频器[9-11]等。郭凡玉提出采用谐波混频器与镜频抑制混频器相结合的谐波镜频抑制的方案[12]；杜海旺等人给出一种镜频抑制混频器框图，既能在接收机中作为镜频抑制混频器，也能在发射机中作为单边带调制器[13]；还有一种加窗的有限冲激响应（FIR）数字滤波器设计方法，实现滤波的OFDM[14]。镜频增加了OFDM信号的带外干扰，甚至导致OFDM信号频谱失真。因此，在设计OFDM调制系统时需采取措施消除或降低上述带外干扰，增加传输准确性，保证系统的频谱效率。

1 系统设计与信号频谱特征

AD9364是一款面向3G和4G基站应用的高性能、高集成度的射频捷变收发器，其主要特征包括：1）集成12位DAC和ADC的RF 1×1收发器；2）频段在70 MHz至6.0 GHz；3）可调谐通道带宽为200 kHz以下至56 MHz；4）双通道接收器：6路差分或12路单端输入；5）支持时分双工或频分双工操作；6）具有可编程速率的内插滤波器[15]。

采用FPGA+AD9364构架，OFDM发射端系统实现原理图如图1所示。

图1 OFDM发射端系统部分模块原理图

图1所示的发射系统在FPGA中实现OFDM通信系统的数字基带设计。设IFFT的长度为N，则经过IFFT输出的OFDM数字信号可以表示为：

其中，xk[n]表示在第k个子载波上传输的符号。在图1系统中，xk[n]是经QPSK映射后的符号，xk[n]=ak[n]+jbk[n]，s[n]为复信号，分为I路信号，Ik[n]=ak[n]cos(2πnk/N)和Q路信号，Qk[n]=bk[n]sin(2πnk/N)，两路分别传输。

由AD9364对FPGA输出的I、Q两路数字基带信号分别进行信号预处理、数模转换（DAC）和载波调制。输入AD9364的数字信号通过一系列可编程的插值滤波器进行预处理。之后由采样速率可调的12位DAC，以零阶保持的形式将离散的数字信号转换为连续时间信号[16-18]。

假设DAC输入的离散信号时间间隔为Ts=1/fs。由s[n]通过DAC之后，得到模拟信号s(t)可表示为：

其中，pTs(t)为数模转换后的矩形脉冲，其周期为Ts。

I和Q信号分别完成处理之后，馈入上变频混频器，将两路信号重新组合起来，调制到载波频率上，放大输出。如果信号预处理设计合理，理想情况下，AD9364输出的OFDM射频调制信号为：

其中，ωc为载波频率。

可以简单地认为OFDM信号的功率是各个子载波功率的叠加，因此，OFDM信号功率谱的旁瓣亦是各个子载波功率谱旁瓣的叠加。通过IFFT产生的OFDM符号，其功率谱密度图中具有很大的旁瓣，且旁瓣衰减缓慢，形成了严重的带外功率辐射，如图2所示。

图2 OFDM符号的功率谱密度图

此外，DAC的输出可以表示为一系列宽度为1/fs矩形脉冲。因此，经DAC模块输出的时域模拟信号为原始信号和矩形脉冲的卷积，那么，其频谱为原始信号频谱和矩形脉冲频谱的乘积。由于矩形脉冲的频谱呈Sinc函数（sin(x)/x）形式，使得原频谱以fs为周期重复出现，从而产生镜频干扰，这些镜频随着Sinc函数包络衰减。

综上所述，通过DAC生成的OFDM模拟信号存在很大的带外干扰。带外干扰主要有两种形式，分别是OFDM信号带外功率辐射和DAC产生的镜频干扰。因此，在设计OFDM调制系统时需采取措施消除或降低这两种带外干扰，增加传输准确性，保证系统的频谱效率。

2 干扰抑制设计

OFDM信号的带外干扰可以使用模拟低通滤波器去除。但是，对于镜频干扰而言，由于信号频谱与镜频距离较近，若直接对DAC的输出信号进行模拟低通滤波，则滤波器过渡带范围为(f0～fs-f0)。这就要求滤波器的过渡带必须严格陡峭，从而需要增加滤波器的阶数，导致设计难度增加，降低了系统的可实现性。因此，先采用补零内插的方法，在DAC之前，对数字信号进行上采样，增加的采样点插值为零。由于矩形脉冲的周期缩短为Ts/k，频谱上出现的第一个镜频位置被拉远至kfs，其他镜频位置也依次调整。那么，可以使用过渡带为(f0～kfs-f0)的模拟滤波器去除DAC之后产生的镜频，从而减轻了对该滤波器的陡峭程度的要求。抑制OFDM镜频干扰的原理图如图3所示。

图3 抑制OFDM镜频原理图

数字信号的频谱以2π为周期。由于内插（上采样）导致频谱压缩，而在一个2π周期内产生不需要的频谱，称之为数字杂波。需使用数字低通滤波器提取有效频谱，去除数字杂波，同时抑制OFDM信号的带外旁瓣。

2.1 AD9364内部滤波器配置

通过上述分析，针对OFDM信号的带外干扰，需采用内插滤波器分离由DAC产生的镜频并滤除由于内插产生的数字杂波，同时控制信号的带外频谱辐射；在DAC之后，通过模拟低通滤波器去除镜频。相对常规的方法是在FPGA中实现滤波器设计。但是这种设计方法会使FPGA资源占用量和功耗增加，且由于FPGA时钟管理频率范围有限，射频调制的范围受到约束。而利用AD9364射频捷变芯片，能够有效的解决上述问题，同时降低了设计难度。

AD9364集成4个级联的数字内插滤波器如图4所示，分别为一个可编程的多相FIR滤波器和3个半带滤波器（HB1、HB2和HB3）。输入的数字信号经过这4个滤波器完成补零内插，将原始数据率调整为适合DAC的采样速率，并去除上采样产生的数字杂波。之后送入一个12 bit的DAC。DAC输出的模拟信号经过两个低通滤波器之后，进行射频调制。4个数字滤波器的可选配置参数如表1所示。

图4 AD9364集成滤波器结构

表1 AD9364数字滤波器配置参数

在OFDM射频调制系统设计中，对AD9364插值滤波器的设计遵循以下几点：第一，为了最好地去除DAC产生的镜频干扰，选用半带插值滤波器的的最大内插系数进行上变频，即HB1内插系数为2，HB2内插系数为2，HB3内插系数为3；第二，为了获得尽可能窄的频域响应过渡带，希望可编程FIR滤波器的阶数尽量大。在可选配置参数中，当FIR滤波器内插系数为2时，可达到最大的阶数（128阶）。

设置128阶可编程FIR滤波器的数字域过渡带为wt=0.062 5π。设数据采样率为fs=6 MHz，经过2倍上采样之后，采样率为fs′=12 MHz。那么FIR滤波器的模拟域过渡带宽为。对应的通带截止频率为阻带截止频率为。数字域的通带截止频率为，数字域阻带截止频率为。

设计FIR滤波器的幅频响应如图5所示。

图5 设计FIR滤波器的幅频响应

AD9364 DAC之后进行模拟滤波，由两个级联的可编程模拟低通滤波器（LPF）构成。BB LPF是一个三阶巴特沃斯滤波器，其3 dB截止频率可以设置在625 kHz到32 MHz范围内。2NDLPF是一个单极低通滤波器，其3 dB截止频率可设置在2.7 MHz到100 MHz的范围内。经过数字插值滤波之后，原信号共经历了2×2×2×3=24倍插值。第一镜频出现的位置为f1=24fs=144 MHz处。考虑到信号的有效带宽为6MHz，因此可以配置BB LPF的3 dB截止频率为4.099 6 MHz，有效地滤除镜频。

设计AD9364滤波器的配置参数如表2所示。

表2 AD9364滤波器设计配置参数

2.2 OFDM保护间隔设计要求

由于数字低通滤波器的过渡带使OFDM信号的两侧边带频率受到影响。为了保证传输的准确性，需要根据滤波器的设计，留出足够的保护带宽，即在两侧边带频率处的子载波设为零载波，不宜传输数据信息。对于上述设计而言，由于数字滤波器过渡带宽为Bt=0.375 MHz，OFDM的保护带宽应大于0.375 MHz。

以一个带宽为BW=6 MHz，IFFT长度为N=256的OFDM系统为例，OFDM子载波间隔为Δf=BW/N=23.3 kHz。那么，为了保证0.375 MHz的保护带宽，至少需设置Bt/Δf=16个空子载波。

3 仿真测试及实验结果

有两种方法可以对AD9364中的FIR滤波器进行设计仿真：simulink和AD9361 Filter Wizard。采用这两种手段按照表2的配置参数分别对AD9364的FIR滤波器进行配置，配置后FIR滤波器的幅频响应局部放大如图6所示。

图6 配置后FIR滤波器的幅频响应局部放大

从仿真结果看，simulink设计的FIR幅频响应中通带波纹最大值很明显小于0.01 dB，而AD9361 Filter Wizard设计的FIR幅频响应中通带波纹最大值约为0.66 dB，显然simulink的通带波纹更小，所以选择使用simulink生成的FIR滤波器系数，并结合表2的参数使用AD9361 Customer Software Version 2.1.1生成配置脚本文件。

实验系统使用KC705 FPGA开发板完成OFDM基带调制，连接到配置完成的AD9364芯片进行射频调制，射频载波中心频率设置为2.68 GHz，信号带宽为6 MHz，频谱仪测试带宽设为10 MHz。

实验测得信号频谱图如图7所示。

图7 测试频谱结果

测试结果证明了所设计的射频调制系统性能。射频输出信号具有干净清晰的频谱，杂波和镜频干扰得以清除。同时，对比图2可以看出，OFDM信号的带外功率辐射得到了很好的抑制。

4 结束语

本文介绍一种OFDM发射端射频调制设计方法。利用AD9364射频收发芯片的集成结构，实现有效抑制带外干扰的OFDM射频调制系统。首先，通过配置4个级联的数字插值滤波器，对OFDM信号进行内插处理，从而分离镜频，并滤除由于上采样产生的杂波，同时抑制OFDM信号的频谱旁瓣；在数模转换之后，再通过高阶模拟低通滤波器滤除镜频。由仿真和实验测试结果证明，该设计有效地抑制了OFDM信号的带外干扰，获得准确的信号频谱，保证了传输信号的频带利用率。此外，由于利用AD9364内部的FIR滤波器和半带（HB）滤波器实现设计，避免使用额外的FPGA资源，降低系统硬件要求，简化设计。

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