基于氮化镓器件的Boost PFC设计与损耗分析

高裴石,王佳宁,张 兴

(合肥工业大学电气与自动化工程学院,合肥 230009)

基于氮化镓器件的BoostPFC设计与损耗分析

高裴石,王佳宁*,张 兴

(合肥工业大学电气与自动化工程学院,合肥 230009)

基于硅(Si)器件的PFC Boost已被广泛研究。由于Si器件特性已经被使用接近极限,基于其的变换器特性也很难再提高。氮化镓(GaN)器件的逐渐普及为变换器性能提高到一个新的等级提供了可能。系统介绍一款基于GaN器件的Boost PFC的设计,从主电路设计、效率分析到控制原理。最终选用NCP1654作为电路控制器并采用GaN HEMT及SiC二极管实现了一款300 W 200 kHz的PFC,最高理论效率达到98.1%。通过仿真和实验验证了系统设计,展现了宽禁带器件在提升系统效率方面的潜力。

Boost PFC;GaN;损耗分析;效率

Boost PFC已经广泛应用于有源功率因数校正技术。变换器为实现高功率密度、快速响应等要求,必须工作在高开关频率。对于硬开关Boost,开关频率的增加,开关损耗会显著增大[1-2]。硬开关boost PFC损耗主要有3个部分:(1)输出二极管损耗,二极管反向恢复电流使Boost开关损耗增加。对此,有研究者提出了使用SiC二极管替代Si二极管的解决方案,有效地降低了反向恢复电流带来的损耗[3];(2)无源器件损耗,Boost无源器件损耗主要是电感损耗,已经有很多研究者采用各种优化设计降低电感体积,并减小电感损耗[4];(3)开关管损耗,受到Si器件材料属性的限制,进一步减小损耗很困难。氮化镓高电子迁移率晶体管(GaN HEMT)相比传统的Si MOSFET结电容更小以及开关速度更快,成为提高效率的一个选择[5]。

1 主电路设计

1.1 Boost PFC电路图

如图1电网电压Uac经过整流桥整流的到馒头波Uin。通过开关管的占空比来控制IL相位和幅值,使功率因数接近1。其中Boost级功率电路起到了功率因数校正和升压的作用[6]。

图1 Boost PFC 电路图

主电路参数设计目标如表1所示。

表1 主电路参数设计目标

1.2 电感设计

Boost PFC电感设计需要考虑两个部分,一是电感电流有效值与最大瞬时值,二是电感的感值。

电感电流波形如图2所示。假设效率η为90%,电感平均电流最大有效值、电感平均电流的最大值、电感电流纹波峰峰值分别为:

图2 电感电流示意图

电感实际电流的最大瞬时值为电感平均电流最大值加上纹波峰峰值的一半。

根据设计目标,设纹波的峰峰值为电感平均电流最大值的20%,可得电感感值。

1.3 输出电容设计

输出电容要考虑两个部分:一是电容容值满足输出纹波的要求;二是电容的等效串联电阻要足够低,以降低等效电阻造成的损耗,使输出电容纹波满足目标要求,则

式中:ΔUpp,max是输出电压纹波的最大峰峰值,ω是输入电压的角频率。

1.4 开关管与二极管设计

开关管源漏极电压Uds在关断时被输出电容钳位,Uds=390 V,开通时源漏极电流Ids等于电感电流IL。二极管在关断时被输出电容钳位,承受反向电压UD=-390 V,最大电流有效值

=1.97 A

式中:Iac,peak是输入电流最大值,T是输入电压Uac的周期。

如表2所示,开关管额定电压600 V,额定电流9 A,二极管额定电压600 V,额定电流2 A,符合设计要求。

图3 级联结构的GaN HEMT

器件参数电感L410μH输出电容Cout240μF整流桥KBU606(600V6A)开关管THP3002PD(GaN600V)或IPD60R450E6(SiCOOLMOS)二极管TPS3012PK(GaN)或C3D02060A(SiC)控制器NCP1654

如图3设计中选用的开关管是Transphorm公司的级联结构GaN HEMT THP3002PS。表3是两个相同功率等级的GaN HEMT与最高工艺水平Si COOLMOS的主要参数对比。GaN HEMT门极电荷总量与结电容小使其拥有更快的开通速度,同时通态电阻小,导通损耗会更低。综上设计,主电路参数如表2所示,其中开关管选择相同功率等级与封装进行GaN与SiCOOLMOS对比计算。由于二极管反向恢复电流损耗的问题,很多论文已经提出使用没有反向恢复电流的SiC 二极管代替Si二极管能大大降低开关损耗的方案。GaN二极管也没反向恢复电流,因此选用相同功率等级的GaN二极管与SiC二极管进行损耗对比计算,主要参数如表4所示。

表3 GaN HEMT与Si MOSFET主要参数

表4 SiC、GaN二极管主要参数对比

2 损耗计算与对比分析

2.1 占空比

BoostPFC在工作时输入电压瞬时值Uin(t)变化会引起开关管占空比D(t)变化,根据电感的秒伏平衡可得:

Uin,peak|sin(ωt)|·ton=(Uout-Uin,peak|sin(ωt)|)·toff

则开关管占空比

式中:ton、toff分别是开关管导通与关断时间。

2.2 整流桥损耗

整流桥损耗主要是导通损耗

式中:Uf是整流桥中二极管正向导通电压。

2.3 二极管损耗

二极管开通损耗小,由于GaN与SiC二极管没有反向恢复电流,关断损耗小,都可以忽略不计。二极管的损耗主要有两部分:导通损耗Pcon、结电容损耗PC,公式如下[7-8]。

导通损耗

式中:Vf是二极管正向导通电压。

二极管结电容造成的容性开通损耗

式中:Qc是二极管结电容电荷总量。

2.4 开关管损耗

开关管损耗主要分4部分:开通损耗Pon,关断损耗Poff,导通损耗Pcon,驱动损耗Pg,公式如下[6-7]。

开通损耗

式中:Coss为开关管输出电容。

导通损耗

关断损耗

式中:tr是开关管关断时电压Uds上升时间。

驱动损耗

Boost中开关管导通瞬间二极管关断并产生反向恢复电流,反向恢复电流增加了开关管的开通损耗,增加部分的损耗等于二极管Poff。

2.5 其他损耗

检测电阻损耗

Psense=

电容等效电阻损耗

Pc=

不同时刻电感电压UL与开关管导通时间Ton不同导致磁感应强度变化量ΔB在不同的开关周期内都不相同。

式中:Ae为电感磁芯有效截面积。

根据斯坦梅茨公式,电感的磁芯损耗为

选用的磁芯型号为POT3019,材料PC40,K=16.9,α=1.25,β=2.35,Ve=6 147.1 mm3。

电感的绕组损耗

2.6 损耗计算结果对比与分析

选择4组不同开关器件的组合,根据电路参数与损耗计算公式,计算出各器件功率损耗,计算结果如图4～图6所示。这4组组合分别是GaN开关管与Si二极管、GaN开关管与SiC二极管、Si开关管与GaN二极管、Si开关管与SiC二极管。

图4 二极管损耗分布

图5 开关管损耗分布

损耗计算公式与结果表明,开关管与二极管的改变,并不会对其他器件的损耗产生影响,因此只需要对开关管与二极管的损耗进行分析就能得到最优效率组合。图4是输入电压为90 V与260 V、输出功率为300 W时的二极管损耗分布情况。GaN二极管导通电压低于SiC二极管,使得导通损耗相对较低,但差别不大;GaN二极管结电容电荷量约为SiC二极管的4倍,导致结电容损耗大大增加,损耗差别大。GaN二极管总损耗要大于SiC二极管。图5是输入电压为90 V与260 V、输出功率为300 W时的开关管损耗分布情况。GaN开关管比Si开关管的开关速度快,开通损耗相同,关断损耗比Si开关管低,在输入电压大时,关断损耗差对总损耗差的影响最大;GaN导通电阻小使其导通损耗小,并且在输入电压低时,导通损耗差别明显,对总效率的影响会更大,在输入电压高时,由于输入电流低、开关管开通时间短,导通损耗低,导通损耗差别小;GaN门极电荷总量相对Si小很多,则驱动损耗小,驱动损耗总量小,相对于总损耗而言几乎没有影响。输入电压低时,开关管导通损耗的差别对总损耗差影响最大;输入电压高时,关断损耗的差别对总损耗差影响最大。GaN HEMT的总损耗低于Si CoolMOS总损耗。

图6 Boost PFC理论计算效率

总效率如图6所示,输入电压为260 V时,GaN开关管与SiC二极管组合效率最高,满载时能达到98.1%,比效率最低的Si开关管与GaN二极管组合高了1%。输入电压为90 V时,GaN开关管与SiC二极管组合效率最高,在满载时能达到95.7%,比效率最低的Si开关管与GaN二极管组合高了2%。同时,GaN二极管导通损耗低于SiC二极管,以及GaN开关管在导通电阻上低于Si开关管,会让它们在导通损耗上相对较低。因此,在输出功率大导致输入电流较大时,GaN开关管与GaN开关管组合的效率会超过Si开关管与SiC二极管组合。最后,选用GaN开关管与SiC二极管这个效率最高的组合制作了PFC boost原型机并进行实验。

3 PFC boost控制原理与建模

3.1 控制原理

PFC的控制目标:(1)输入电流跟随输入电压;(2)输出电压稳定。设计中采用了NCP1654的通过控制输入阻抗来控制输入电流的控制方法。目前,已经有NCP1654控制器的应用与设计文献[9],但这些文献对于控制原理的阐述不全面或者有误,也没有建立小信号模型进行控制器设计。

图7 控制框图

图9 PWM发生器时序图

控制框图如图7,电路采用双环控制,电压环为外环,控制输出电压稳定。电流环为内环,以乘法器输出的VM加锯齿波补偿后,与VREF比较,产生PWM驱动方波控制电流。PWM发生器结构与时序图如图8和图9所示[10]。

图8 PWM发生器

由秒伏平衡,输入电压与输出电压的关系。

(1)

式中:Ts为开关管开关周期,ton为开关管开通时间。由于输入滤波电容Cfliter吸收了开关管开通与关断产生的高频分量,使

Iin=IL-50

(2)

将式(1)、式(2)代入输入阻中,得式(3)

(3)

t0时刻,时钟Clock信号置1,直到t1时刻,时钟Clock信号置0。触发下降沿信号使锁存器输入端S=1,此时由于Vramp小于VREF,R=0,锁存器输出Q=1,开关管开通,电感电流IL与Vm升高。t2时刻,Vramp增加到VREF,比较器输出为1,R=1,锁存器输出Q=0,开关管关断,电感电流IL与Vm降低。可得,

(4)

式中:设电流源Ich为,

(5)

将式(5)代入(4)得,

(6)

将式(6)代入(3)得,

(7)

式中:Vout与VREF是常数,要使Zin为常数,则Vm/IL-50为常数。将Vm设置为,

(8)

式中:Km为比例系数,电压外环电压误差放大器输出电Vc(s)=Hu(s)Vout(s)

将式(8)代入式(7)得式(9)

(9)

由式(9)知,输入阻抗Zin为常数,Iin在幅值和相位上跟随Uin。

3.2 小信号模型

由3.1节的控制策略建立小信号模型,分析控制系统是否稳定,若不稳定需要进行补偿设计。假设Boost PFC无损耗,根据功率守恒可得输出功率与输出电流,以此建立系统的大信号模型。图10中RESR为输出电容串联等效电阻,Cout为输出电容,RL为负载电阻。

(10)

(11)

图10 Boost PFC大信号模型

考虑Vc、Uin(rms)、Vout的小信号分量扰动,可以导出小信号模型。图11中电流源I1与I2分别由Vc与Uin(rms)小信号分量扰动产生,RL/2由Vout小信号分量扰动产生。

图11 Boost PFC小信号模型

控制中Uin(rms)的采样经过了低通滤波器,可不考虑Uin(rms)的小信号分量扰动,小信号模型等效为图12。

图12 Boost PFC小信号等效模型

图12可以导出控制到输出的传递函数。

3.3 补偿电路

根据3.3节的控制到输出的传递函数H(s)绘制开环增益幅频特性曲线如图13,补偿前低频段增益不够大,高频段增益不够小,且由于RESR与Cout不确定,无法判断增益曲线在穿越0 dB时是否斜率为-20 dB/dec,为了控制系统的稳定,需要进行补偿。

图13 开环增益幅频特性曲线示意图

图14为电压环补偿电路,其中Rfb1,Rfb2为输出电压采样电阻,Vref为输出电压参考值,GEA为跨导误差放大器增益,输出到控制的传递函数为

图14 电压环补偿电路

对补偿电路零极点位置进行设计,如图13将H(S)的零点、极点与Hc(S)的零点、极点相消,开环增益幅频曲线在补偿后,低频段开环增益足够大,且经过穿越频率时,斜率为-20 dB/dec,经过补偿后的控制系统稳定。

4 仿真与实验

PSIM仿真验证了补偿设计与主电路设计的正确性,如图15、图16,主电路达到功率因数校正与输出电压稳定的目的。

图15 Boost PFC PSIM仿真电路图

图16 PSIM仿真波形

图17 BoostPFC原型机

根据设计参数,制作了一台Boost PFC原型机,实物图如图17。Boost PFC原型机实验的输入电流与输入电压以及输出电压波形如图18、图19。图20是Boost PFC电路运行时的关键波形,包括开关管Uds、Ugs、电感电压电流UL与IL。用功率分析仪检测了Boost PFC的在300 W输出功率以及在输入电压90 V和260 V的条件下的功率因数,测试结果如图21。Boost PFC在轻载时功率因数较低,在满载时功率因数为0.99以上,达到了功率因数校正的效果。

图18 BoostPFC输入电压、电流实验波形

图22为Boost PFC实测效率与理论计算效率对比。由于器件温度、杂散损耗、器件参数误差、计算公式误差、测量仪器精度等原因,实测效率比理论计算低,但误差小于1%,属于合理范围。

图22 Boost PFC理论计算效率与实际测量效率

图19 BoostPFC输出电压Uout实验波形

图20 PFC boost关键波形

图21 Boost PFC实测功率因数

5 总结

GaN HEMT低开关损耗、导通损耗,使其相对于Si CoolMOS在高频Boost PFC中的表现出更高的效率。在输出功率300 W、输入电压为90V时,效率差别最大,GaN HEMT与SiC二极管组合比Si COOLMOS与SiC二极管组合高1%。GaN二极管与SiC二极管都没有反向恢复电流造成的损耗,但GaN二极管的结电容电荷总量大于SiC二极管,导致结电容造成损耗过大,使其总损耗大于SiC二极管。当流过二极管电流增大,二极管导通损耗会随之增加,GaN二极管的导通损耗所占比重增加,以至于总损耗会低于SiC二极管。GaN二极管在损耗方面的表现总体上低于SiC二极管。

GaN HEMT在系统中比Si CoolMOS提高了1%的效率,在硬开关Boost PFC中是不小的提高,可以有效降低热设计的难度。随着GaN器件制作工艺水平的不断,其成本会不断降低、性能不断提高;以及开关电源高频化趋势,GaN器件的优势会相对传统Si器件更加明显。

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LossAnalysisandDesignofGaN-BasedBoostPFC

GAOPeishi,WANGJianing*,ZHANGXin

(School of Electrical Engineering and Automation,Hefei University of Technology,Hefei 230009,China)

Si-based PFC Boost has been widely studied. As the characteristics of Si devices have reached the limit,converter is very difficult to improve. The growing popularity of GaN devices have the capacity for improved converter performance to a new level. A design of Boost PFC GaN-based devices is introduced,from the main circuit design,loss analysis to control principle. Finally,the use of GaN HEMT and SiC diodes and selected NCP1654 as the controller achieves a 300 W 200 kHz PFC,the maximum theoretical efficiency reaches 98.1%. The system design is verified by simulation and experiment,which shows the potential of wide bandgap semiconductor device in improving system efficiency.

Boost PFC;GaN;loss analysis;efficiency

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.06.003

2016-10-31修改日期2017-01-03

TM91;TM46

A

1005-9490(2017)06-1339-09

高裴石(1990-),山东莱州,合肥工业大学电气与自动化工程学院,在读硕士,研究方向为宽禁带半导体的应用,gaopeishi@qq.com;

王佳宁(1985-),安徽安庆,合肥工业大学电气与自动化工程学院,副教授,研究方向为宽禁带半导体的应用及寄生参数分析,jianingwang@hfut.edu.cn。