大型停车场直流充电桩输出侧低频纹波分量抑制

孔笑笑，秦 岭，胡 茂，候虚虚，罗 松

（南通大学电气工程学院，南通 226019）

大型停车场直流充电桩输出侧低频纹波分量抑制

孔笑笑，秦 岭，胡 茂，候虚虚，罗 松

（南通大学电气工程学院，南通 226019）

大型停车场用直流充电桩前级采用无电解电容滤波的三相不控整流电路，导致后级DC-DC变换器输出电流、电压中含有6倍工频纹波，严重缩短动力电池组的循环使用寿命。为此，从转移导纳的角度出发，对大型停车场直流充电桩输出侧的6倍频纹波分量的抑制方法进行了研究。首先建立了Superbuck变换器的小信号模型，得出恒流充电模式下系统的闭环转移导纳，并指出抑制输出侧的6倍频纹波分量的根本方法是减小闭环转移导纳在该频率处的幅值增益；然后基于该方法，得出了2种低频纹波抑制策略：提高系统的带宽和引入输入电压前馈；最后，通过一台1.8 kW/80 kHz仿真样机验证了理论的正确性。

直流充电桩；低频纹波；转移导纳；无电解电容；前馈控制

随着电动汽车示范推广力度的加大，大型停车场充电设施将扮演日趋重要的角色[1-5]。目前，停车场充电设施主要分交流充电桩和直流充电桩两种。前者主要是为车载充电机提供交流接口，并通过有源电力滤波器APF（active power filter）实现网侧功率因数校正[6]，但交流充电桩需要和车载充电机配合使用，这限制了其应用。与之相比，直流充电桩不需要电动汽车配备车载充电机，只需要其提供电池接口，就可以直接对动力电池组进行充电，从而提高了电动汽车的可靠性并降低了整车成本[7]。因此，直流充电桩能够对电动汽车的快速推广起到积极作用，在未来电动汽车能源供给体系中将占有重要地位。

大型停车场用直流充电桩的主电路，其采用两级式结构。其中，前级为三相不控整流电路。为了提高直流充电桩的整体寿命，整流电路输出侧不采用电解电容滤波，因此其输出为500 V左右的6倍频直流脉波。而后级为动力电池接口变换器，其主要完成动力电池的恒流、恒压充电。由于动力电池电压范围[8-9]为240～420 V，故接口变换器需要采用降压型拓扑。由于实际应用中直流充电桩往往成组建设，因此可以在停车场配电间的总交流进线侧安装中大容量三相工频变压器，以进行总的电气隔离。这样，后级降压型变换器就可采用单管非隔离拓扑（如Buck变换器），以降低直流充电桩的成本、体积和重量，并提高系统效率。

与Buck变换器相比，Superbuck变换器具有相同的电压增益，且输入、输出电流均连续[10-11]，从而能有效降低EMI和网侧电流谐波，因此更适合用作直流充电桩的后级变换器。需要注意的是，尽管上述架构（无电解电容）可有效提高直流充电桩的可靠性，但三相不控整流电路的输出电压中含有很大的6倍工频纹波分量。该低频纹波分量不仅会增大后级变换器功率管的电应力、降低变换效率，还会在输出侧产生相应的低频纹波，从而降低动力电池组的循环寿命。

减小输出LC滤波器的转折频率，是抑制输出侧低频纹波分量的最简单直接的方法。但这将迫使系统重新采用大容量的电解电容。文献[12-13]指出，引入输入电压前馈控制可以调整音频敏感率A（s）=0，从而实现变换器输入、输出之间的解耦，消除输入端扰动信号对输出的影响。

本文在文献[12-13]的基础上，提出了一种基于转移导纳 YiLv（s）=i~L（s）/u~in（s）新的分析方法，来分析输出侧低频纹波抑制问题；并指出抑制输出侧的6倍频纹波分量的根本方法是减小闭环转移导纳在该频率处的幅值增益。基于该方法，本文得出了2种低频纹波抑制策略：①提高系统的带宽；②引入输入电压前馈。通过一台1.8 kW/80 kHz原理样机仿真验证了上述理论分析的正确性。

1 输出侧低频纹波分量的抑制

1.1 直流充电桩的系统结构

图1为直流充电桩的系统结构示意。图中，虚线框内为Superbuck变换器的主电路，电感L1=2.5 mH，L2=4 mH；电容 C1=0.47 μF，C2=100 μF；开关频率fs=80 kHz；负载为320 V/50 A·h的磷酸铁锂动力电池组，其主要电气参数如表1所示。该直流充电桩的输入线电压 Ul=380 V±10%（50 Hz），采用输出电压、总电感电流双闭环控制，以实现先恒流（Io=5 A）、后恒压（Uo=365 V）两阶段充电；输出电压的采样系数为H1=0.01，总电感电流的采样系数为H2=0.5，PWM调制器增益Fm=1/2.4。电压环和电流环均采用PI控制。

图1 直流充电桩的结构示意Fig.1 Schematic of structure of the dc charging spot

表1 动力电池组主要电气参数Tab.1 Major specification of the traction battery

1.2 转移导纳模型

取电感电流 iL1、iL2和电容电压 uC1和 uC2（uo）为状态变量，输入电压uin作为输入变量，占空比d为控制变量。通过状态空间平均法可以得到Superbuck变换器的状态方程，即

式中，YiLv（s）为总电感电流对输入电压的传递函数，即开环转移导纳，表示为

由式（2）可以看出，输入电压对输出电流、电压的影响最终都可体现为对总电感电流的影响。因此，抑制输入电压扰动引起的总电感电流脉动，输出侧低频纹波分量也会相应地减小。

式（3）本质上反映了输入电压扰动对总电感电流的影响。YiLv（s）的幅值增益越小，则由输入电压低频扰动引起的总电感电流的脉动越小。故减小系统转移导纳可以有效抑制输入电压引起的低频纹波分量。

图2给出了恒流模式下系统闭环控制框图。由图2可得，此系统的闭环转移导纳为

式中：Ti（s）为电流环的开环传递函数，Ti（s）=Gi（s）GiLd（s）FmH2；Gi（s）为电流调节器传递函数；GiLd（s）为总电感电流对占空比的传递函数，具体表示为

图2 恒流模式下系统控制框图Fig.2 Control block diagram under constant current mode

图3分别给出了开环和闭环转移导纳的幅频曲线，其中，电流控制器参数为kp=0.12，ki=2 000。由图可以看出，开环转移导纳YiLv（s）在 300 Hz处的增益为-12 dB。因此，开环控制对该频率的输入电压扰动信号几乎没有抑制作用。采用总电感电流闭环控制后，闭环转移导纳YiLv1（s）的低频段增益得到明显减小，其在300 Hz处提供了-44 dB的增益。因此，总电感电流闭环控制能够有效抑制来自输入电源侧的低频扰动。然而，直流充电桩后级电路的输入电压脉动范围很大（419～591 V），-44 dB的增益不足以确保系统满足动力电池组的充电要求（充电电流脉动率＜5%）。为此，需要进一步减小300 Hz处的闭环转移导纳增益。

图3 转移导纳的对数幅频特性曲线Fig.3 Magnitude of the loop gain of transfer admittance

1.3 提高系统带宽

由式（4）可知，增大系统带宽以提高系统开环传递函数 Ti（s）的增益，是减小 YiLv1（s）增益的有效途径。

由总电感电流对占空比的传递函数GiLd（s）可知，Superbuck变换器有可能存在RHP（right half plane）零点。当存在RHP零点时，提高带宽会导致系统不稳定。因此，要增大系统带宽，必须首先消除RHP零点。

由 GiLd（s）可知，Superbuck 变换器不存在右半平面零点的条件为

因此，可以通过适当设计Superbuck变换器的两个电感的大小来消除RHP零点。图4给出了D、L1、L2三者之间的关系。根据图4及前述系统工作条件，选取L1=2.5 mH，L2=17.5 mH。电流控制器参数为：kp=1，ki=62 800，此时系统截止频率为 10 kHz。

图4 D、L1、L2三者关系Fig.4 Relationship among D、L1and L2

图5给出了不同截止频率下，转移导纳的幅频特性曲线。可以看出，截止频率由2 kHz提高到10 kHz后，YiLv1（s）在300 Hz 处的增益从-44 dB 减小到-78 dB，从而实现了对输出侧低频纹波的有效抑制。

图5 不同截止频率下的转移导纳Fig.5 Transfer admittance under different cut-off frenquency

1.4 引入输入电压前馈控制

图6给出了带输入电压前馈时的系统控制框图。由图6可得此系统的闭环转移导纳为

式中，GN（s）为前馈控制器传递函数。与式（4）相比，可以看出，引入输入电压前馈后减小。 且若 YiLv（s）－GN（s）GiLd（s）Fm=0，则即可根本性消除输入电压脉动对输出侧的影响。此时，有

图6 引入输入电压前馈控制时系统控制框图Fig.6 System block diagram with feedforward control strateg

将式（3）和 GiLd（s）代入式（8），即可得到前馈控制器的具体表达式，即

根据系统参数可知，GN（s）中的常数项远远大于其余各次项系数，因此GN（s）可简化为

由式（10）可知，输入电压前馈控制器参数只与直流工作点处的输入电压Uin、占空比D以及Fm有关。

图7为带前馈（GN=0.003 33）和不带前馈时YiLv（s）的幅频特性曲线。由图可以看出，引入输入电压前馈控制能够明显减小300 Hz处闭环转移导纳的增益，从而有效抑制Superbuck变换器输出侧的低频纹波。

图7 带前馈和不带前馈时的转移导纳Fig.7 Transfer admittance with and without feedforward controller

图8 引入前馈控制前后的仿真波形（Ul=380 V）Fig.8 Simulation waveforms with and without feedforward controller（Ul=380 V）

2 仿真验证

为验证本文提出的输出侧低频纹波抑制策略，根据前述主电路参数，利用Saber软件构建了一台1.8 kW/80 kHz的仿真样机。

图8给出了不同充电模式下，系统引入输入电压前馈环节前后的仿真波形。由图可以看出，引入输入电压前馈控制后，输出电流和输出电压中的低频纹波明显减小且输出电流中的低频纹波分量脉动小于5%IoN，输出电压中的低频纹波分量低于0.5%UoN。

图9 提高带宽前后的仿真波形（Ul=380 V）Fig.9 Simulation waveforms with 2 kHz and 10 kHz system bandwidth （Ul=380 V）

图9给出了不同充电模式时，电流环截止频率提高前、后输出侧仿真波形。可以看出，提高截止频率后，输出电流中的低频纹波分量脉动小于0.72%IoN，输出电压中的低频纹波分量低于0.01%UoN。因此，这两种方法均能够有效抑制输出侧的低频纹波分量，从而验证了基于转移导纳的低频纹波抑制分析方法的正确性。此外，还可以看出，提高系统带宽相比前馈控制，在输出侧低频纹波抑制方面更有效。但是，为了提高系统带宽，必须消除Superbuck变换器的RHP零点。而这需要大幅增大L2或者引入无源阻尼网络，这将会导致系统的体积、重量、损耗和成本的增加。

3 结论

（1）抑制输出侧6倍频纹波的基本方法是减小直流充电桩后级变换器的闭环转移导纳在6倍频处的幅值增益。

（2）提高系统的带宽和引入输入电压前馈控制这两种方法都能大幅减小闭环转移导纳在低频段的增益，因此能有效抑制输出侧6倍频纹波。

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孔笑笑

孔笑笑（1991-），女，硕士研究生，研究方向：电动汽车充电技术，E-mail：11725 32171@qq.com。

秦岭（1977-），男，中国电源学会高级会员，通信作者，硕士生导师，副教授，研究方向：新能源发电及先进储能领域，E-mail：qin.l@ntu.edu.cn。

胡茂（1990-），男，中国电源学会会员，硕士研究生，研究方向：逆变器拓扑与控制，E-mail：humao_1990@163.com。

候虚虚（1992-），男，硕士研究生，研究方向：光伏发电关键技术，E-mail：34767 5598@qq.com。

罗松（1990-），男，硕士研究生，研究方向：光伏发电关键技术，E-mail：8908139 2@qq.com。

Reduction of Low Frequency Output Ripple for Electric Vehicle DC Charging Spot in Large Parking Lot

KONG Xiaoxiao,QIN Ling,HU Mao,HOU Xuxu,LUO Song
（College of Electrical Engineering,Nantong University,Nantong 226019,China）

For the sake of the prolonging lifetime of dc charging spot,there is no electrolytic capacitor for filtering at the uncontrolled rectifier output,which draws a large AC ripple current with six times grid frequency.This will reduce severely the lifetime of propulsion battery.A fundamental principle of the basic control objective was proposed for the low frequency output ripple analysis,based on the transfer admittance model.In this paper,small-signal model has been established by the state-space averaging approach,drawing the transfer admittance model under constant current mode and indicating that the transfer admittance of the output stage DC-DC converter should be designed relatively low at six times grid frequency.Then,based on which,two strategies have been proposed for reducing the low frequency ripple:increasing the system bandwidth and adopting the input voltage feed-forward control.The correctness of theoretical analysis has been verified by a 1.8 kW/80 kHz prototype.

dc charging spot;low frequency ripple;transfer admittance;electrolytic capacitor-less;feed-forward control

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.6.164

TM315

A

2015-12-10；

2016-10-09

国家自然科学基金资助项目（51207075）；江苏省高校自然科学研究基金资助项目（15KJB470013）

Project Supported by the National Natural Science Foundation of China（51207075）;Collegiate Natural Science Fund of Jiangsu Province（15KJB470013）