一种低压电力线扩频通信自适应同步技术

张智远,贾志辉,李遵守,曾 军,景 皓

(1.国网河北省电力公司， 石家庄 050011; 2.国网河北省电力公司电力科学研究院， 石家庄 050021)

一种低压电力线扩频通信自适应同步技术

张智远1,贾志辉1,李遵守1,曾 军1,景 皓2

(1.国网河北省电力公司， 石家庄 050011; 2.国网河北省电力公司电力科学研究院， 石家庄 050021)

针对低压电力线通信信道存在脉冲干扰的特点，提出了一种基于同步阈值自适应选择方法的PN码快速搜捕技术。该技术基于检测信号峰值与信噪比之间存在近似线性关系，提出从检测信号峰值识别信噪比而自动调整同步阈值的方法，使PN码搜捕判断过程处于最优状态，节省搜捕时间。实验结果表明：该方法在WAGN下同步性能明显优于固定阈值算法，适用于低信噪比低压电力线通信环境。

电力线载波; 扩频通信; 同步阈值；自适应

低压电力线网络被广泛使用，而它除了电力传输的功能外，也可以被认为是一种数据通信网络[1]。电力线通信(Power Line Communication，简称PLC)是智能电网的重要研究内容，而低压电力线通信指的是在220 V/380 V的低压电力线上传输信号，它主要提供了网络接入、远程抄表、智能家居等服务。大量研究表明[2-10]，在低压电力线环境中采用扩频通信方式能够抵抗电力线信道的恶劣环境。 扩频通信就是将要传输的基带信号的频谱进行扩展，在接收端再将信号频谱恢复到原始基带的频谱，将频谱进行扩展传输的好处在于，牺牲频谱换取信噪比的提高[3-5]。扩频通信系统因为比普通通信系统结构和技术上更复杂，所以需要一些特殊的技术才能保证通信正常工作[4-7]，其中，同步问题[6-12]是保证接收到正确数据的关键技术之一，也就是说只有保证了良好的帧同步，才可使接收的数据正是发送的有效数据。而如何保证收发两端信号同步是扩频通信系统中的技术难点，文献[13-17]就固定阈值与可变阈值问题做了相关研究工作，取得了一定的成果，本文总结了同步阈值选择的相关技术，提出了一种用于快速捕获PN码的自适应同步阈值选择方法，解决了PN码快速搜捕问题，搭建了低压电力线在AWGN环境下的研究模型，进行了仿真研究。

1 低压电力线扩频通信基本原理

低压电力线扩频通信原理框图如图1所示，是本文用以研究的通信方案。

图1 电力线扩频通信原理

1.1 扩频通信的理论基础

根据Shannon公式，在白噪声干扰条件下，通信系统的信道容量(bps)为

(1)

其中：B为信道带宽(Hz)，S为信号平均功率(W)，N为噪声平均功率(W)。

若白噪声功率谱密度为N0，对于干扰环境中的典型情况，S/Nlt;lt;1，应用幂级数展开，则可得

(2)

从式(2)可以得出，对于一个给定的信道容量而言，既可用增大信道带宽同时相应降低信噪比的办法达到，又可以用减小信道带宽同时相应增大信噪比的办法实现，也就是说信道容量可以利用信道带宽与信噪比的互换而保持不变。从理论上讲，对于任意给定的信噪比，只要增加用于传输信息的带宽，就可以增加在信道中无误差地传输的信息速率。也就是说扩频通信用宽带传输技术换取对信噪比要求的降低，这正是扩频通信的重要特点，并由此为扩频通信的应用奠定了基础。

1.2 信息数据的扩频与解扩

图2为信息数据的扩频与解扩示意图。信息数据可以用宽为T+1或-1的矩形波信号表示，用扩频编码进行调制。扩频编码是码长为N，码元宽为Tc，+1或-1取值的矩形波信号，扩频编码周期等于信息数据的比特宽度T，有T=NTc，信息数据正好对扩频序列作周期调制。信息数据为+1，扩频编码极性不变，信息数据为-1，扩频编码倒相，记为D(t)PN(t)。信息数据D(t)的脉宽为T，其功率谱密度SD(f)主要分布在(-fD，fD)的频带内，fD=1/T，频谱带宽B1=2fD。扩频编码的码元宽度为Tc，则功率谱密度SPN(f)主要分布在(-fc，fc)的频带内，fc=1/Tc，频谱带宽B2=2fc，于是得到：

(3)

扩频编码的码长N越大，码元宽度Tc越小，即码速率Rc越大，扩频通信系统的扩频增益也越大。

图2 信息数据的扩频与解扩

1.3 扩频通信系统PN码同步问题

在扩频通信中，为了在接收端解扩，需要在接收机产生一个PN码的本地副本并在接收波形上同步叠加，同步就是收端发端PN码在频率和相位上一致。当同步定时偏移超过1个码元时，接收机就不能对接收到的扩频信号正确解扩，即使同步偏差小于地址码元宽度也会引起有用信号功率损失，使输出有用信号功率下降，处理增益降低。在一些复杂干扰情况下PN码同步电路如果失效将严重影响通信性能，甚至导致系统瘫痪[15-16]。

在同步控制中，信息码元时钟可以和PN码元时钟联系起来，有固定的关系，一个实现了同步，另一个自然也就同步了。因此，本文只重点讨论PN码码元和序列的同步。虽然在发射机和接收机中采用精确的频率源，可以去掉大部分频率和相位的不确定性，但收发信机的距离引起传播延迟产生的相位差、收发信机相对运动引起的多普勒频移以及多径传播等会改变中心频率。提高频率源的稳定度是一个方面，还需要研究进一步提高同步速率和同步精度的方法。低压电力线扩频通信实际系统由于存在脉冲、多径干扰等干扰情况更为复杂，因此需要设计同步控制优秀的通信方案，本文仅研究图1方案中通道信道存在脉冲干扰时，自适应选择最佳阈值的同步技术。

2 低压电力线扩频通信码同步技术研究

同步系统的作用就是要实现本地产生的PN码与接收到的信号中的PN码同步，即频率上相同与相位上一致，因此，同步包含下列阶段：

1) 同步捕获。接收机在一开始并不知道对方是否发送了信号，因此，需要有一个搜捕过程，即在一定的频率和时间范围内搜索和捕获有用信号。这一阶段也称为起始同步或粗同步，也就是要把对方发来的信号与本地信号在相位之差纳入同步保持范围内，即在PN码一个时片内，这一阶段属于捕获阶段，即粗同步。

2) 跟踪阶段。一旦完成搜捕后，也就是说当捕获到有用信号后，即收发PN码相位差在半个时片以内时，同步系统转入保持同步阶段，有时也称为细同步或跟踪状态，即无论由于何种原因使发端收端的频率和相位发生偏移，同步系统总能使接收端PN码跟踪发端PN码的变化，使收发信号仍然保持同步。

3) 失锁重捕。在捕获出现假锁或因强干扰引起失步时，同步系统必须能够能迅速地从跟踪状态重新转入捕获状态。而在捕获真正锁定时，同步系统也应迅速转入到跟踪状态。所以同步系统应采用同步识别控制系统以控制捕获和跟踪之间的相互转换[9]。

2.1 单停顿滑动相关法PN码捕获技术

滑动相关法是一种固定积分时间串行PN码捕获方法，它可分为单停顿串行捕获系统和多停顿串行捕获系统，两种系统原理框图如3、图4所示。单停顿系统每次需要对整个PN码周期做出检验，因此同步时间较长，对于长PN码来说捕获时间甚至大到不可以接受。多停顿系统是一种多门限检测系统，它将每个PN码周期分为多个小段，是否检验下一个段取决于前一段门限判决结果，显然多停顿系统，尤其对长码而言，可以减少PN码平均捕获时间。单停顿滑动相关串行捕获系统是PN码捕获方法的基础，快速捕获方法是对单停顿捕获的改进。

图3 单停顿穿行捕获系统

2.2 滑动相关法捕获系统性能分析

1) 平均捕获时间

衡量扩频同步捕获技术性能的一个关键指标就是平均捕获时间，串行搜索方案中，假设接收机与发信机之间初始相位差为均匀分布，其概率密度函数为

(4)

在任意一个切普上获得同步的概率为

(5)

由于每接收到一个信号都要进行一个周期的相关处理同步判定，所以理想情况下的同步捕获时间的期望值为

(6)

图4 多停顿捕获系统

2) 检测概率、虚警概率、漏检概率

显然，检测概率、虚警概率和漏检概率也是恒量捕获性能的关键因素。考虑信道存在高斯噪声的情形，对于搜索检测是在跳频信号解跳后进行的搜索方式，第i跳区间的输入信号波形可用窄带波形表示为

SR(t)=Aicos(ωit+θi)+gi(t)=

Ri(t)cos(ωit+θi+ψi(t))

(7)

其中：

Ai为信号幅度；ωi由已知跳频序列决定；Ri(t)为莱斯分布过程；gi(t)、ns(t)、nc(t)为窄带高斯噪声；方差为σ2=N0/2，(N0为单边噪声功率谱密度，为带通滤波器的带宽)。

(8)

则检测概率PD为

(9)

式(9)中，VT为判决门限，L=VT/σ2为归一化检测门限值。

将概率密度公式带入到检测概率公式中

(10)

(11)

由Q函数

(12)

可得

(13)

同理，漏检概率PM为

(14)

和上面的计算过程相同，虚警概率PFA为

(15)

根据式(13)式(14)式(15)，考虑特定的虚警概率，在不同的检测长度M下的检测概率的数值计算，其结果见图5所示。图中，虚警概率PFA=10-1，检测长度分别取1、10及20时的检测概率曲线，由数值计算结果表面，检测长度M越大检测性能越好。

在检侧长度M相同的情况下，不同虚警概率下的漏检概率及检测概率的数值计算，结果如图6和图7所示，相同信噪比条件下，PFA减小时，漏检概率增大，检测概率减小，这是因为虚警概率减小时，由虚警概率计算得到的对应门限值增大，从而引起漏检概率增大和检测概率减小。

图5 不同检测长度下检测概率的数值

图6 不同虚警概率下漏检概率的数值

图7 不同虚警概率下检测概率的数值

2.3 并串滑动相关法PN码捕获技术

并行捕获法在一次积分之后就能获得同步，大大节省了捕获时间，但硬件的开销过大，特别是当码序列很长时，硬件实现基本不可能，于是在串行和并行捕获算法间折中考虑，产生了串并结合的滑动相关捕获算法，并行处理模块数量不再与扩频码长度有关，而是选择一个满足硬件复杂度的值作为并行码的个数，首先接收信号与产生的N个本地码分别相乘然后进行相关积分消除，然后从N个积分值中选择最大值进行门限判断，如果门限满足则认为选择的相位正确，获得同步。如果门限不满足，则再调整本地码相位重复之前的操作，直到找到正确的码相位为止。

并行捕获法性能分析如下：

1) 平均捕获时间

并行搜索捕获法每个时刻的接收信号被同时送入N条支路，同时搜索N个连续频率，因此提高了捕获速度。该同步捕获方法仅需NTh的时间，就可以完成PN码N个相位的搜索，其平均捕获时间为

E[Tacq]=NTh

(16)

2) 检测概率、虚警概率、漏检概率

类似于上述推导，可得出并行同步捕获方案中的检测概率PD、虚警概率PFA、漏检概率PM。检测概率PD为

(17)

漏检概率PM为

(18)

虚警概率PFA为

(19)

3 PN码快速捕获与同步阈值自适应选择方法

3.1同步阈值自适应选择方法与PN码快速捕获技术

经过研究认为定时同步的性能与信噪比有关，不同信噪比有不同的最佳阈值[12]。本文结合本地相关法[12]与定时同步阈值法[13-17]，提出一种PN码快速搜捕方法。定时同步相关算法就是将接收信号与本地PN码作相关运算，当接收信号中的前导符号在滑动窗中与本地PN码对齐时便产生一个尖峰，通过阈值判决和峰值搜索快速找到尖峰位置，进而确定符号的边界，然后，通过搜索DATA符号确定数据的起始边界。具体方法步骤如下：

第1步：设置相关值搜索判断初始阈值Th[0]。

Th[0]=T0

(20)

第2步：计算接收信号序列r[k]与本地序列c[k]的相关值γ[k],检测序列的功率Pr[k]及本地序列的功率Pc[k]。

(21)

第3步：相关值与阈值比较判断。

γ[k]gt;Th[k]

(22)

式(22)中，Th[k]为可调阈值。

若不等式成立，则可以认为接受序列中检测到发送信号到来，进入第4步，否则返回第2步。

第4步：Th[k]调整。已知相关峰值和信噪比呈近似线性关系[12]，因此最优阈值的选择也应当与SNR为近似线性关系，关系如下：

Th[k]=GS[k]+T0

Th[k]=ThmaxGS[k]+T0gt;Thmax

Th[k]=ThminGS[k]+T0lt;Thmin

(23)

式中，S[k]为类信噪比，G为比例参数。

第5步：搜索峰值。在检测帧到来之后L点范围内搜索相关值γ[k]的最大值，最大值时刻被当作符号的边界。进入同步跟踪，否则返回第2步。

文献[12]对Th max、Th min、T0等的定义有详细讨论，读者可参考。

3.2 PN码同步跟踪与同步保持

当捕获到有用信号后，即收发PN码相位差在半个时片以内时，同步系统转入保持同步阶段，有时也称为细同步或跟踪状态。也就是说无论什么外界因素引起收发两端PN码的频率或相位偏移，同步系统总能使接收端PN码跟踪发端PN码的变化。显然，跟踪的作用和过程都是闭环自动运行的，当两端相位发生差别后，跟踪控制电路系统能根据误差大小进行自动调整以减小误差，因而同步系统多采用锁相技术。

对扩频系统，根据产生误差信号方法的不同有两种最常用的锁相环：“τ-抖动”锁相环和“延迟”锁相环，这两种锁相环实质上很相似，都属于“提前—滞后”型的锁相环，延迟锁相环采用两个独立的相关器检测出错差信号，而τ-抖动锁相环采用时分的单个锁相环。因这两种锁相环技术在实际应用中比较成熟，本文不再介绍，可参考相关文献。

4 仿真实验研究

为了验证本文方法的正确性，进行AWGN信道数值仿真实验研究。收发双方的跳频图案和m序列在一次完整的通信过程中不变，将一个直扩伪码周期同一个跳频频点相对齐，并且用一跳传输一个编码后的信息。这样在收端就可以同时完成直接序列扩频、跳频、信息位的同步。捕获过程采用并串滑动相关法，跟踪过程采用延迟锁相环方法同步。

仿真中，扩频采用15位m序列，跳频点32个，频率间隔为1 MHz，速度为3 276.8，每跳持续时间为1/3 276.8 s，跳频图案由RS码序列产生，一跳时间内传输15bit数据，带宽约为32 MHz，等效低通信号频率变化范围为-16～16 MHz，信号采样率为4×107次/s。由于假设接收机伪随机码是理想同步的，假设信道延时忽略，因此，在实验中直接用发送方的伪随机码作为接收机恢复的伪随机序列。二进制数据源采用Bernoulli Binary Generator产生，采样时间与跳频时间相同，这样就能达到一跳传输一个编码后信息的目的。m序列由PN序列发生器产生，采样时间为1/49 152 s，是Bernoulli Binary Generator的1/15，二者输出进行模2加，达到15位m序列直扩的目的。然后用M-FSK Modulator Baseband模块完成调制，其参数设置为：调制元数为2，频率间隔为200 kHz。

图8跳频频率合成器产生的某一跳信号频谱，图9 接收端收到的扩频信号，图10接收端解跳后的信号频谱，图11给出了DS/FH混合扩频通信系统中，发端信息与收端解调后信息对比，可以看出前两个码元传输错误。

图8 跳频频率合成器产生的某一跳信号频谱

图9 接收端收到的扩频信号

图10 接收端解跳后的信号频谱

图11 发端信息与收端解调后信息对比

5 结论

本文研究了低压电力线扩频通信同步技术，提出了一种最佳同步阈值自适应选择方法。研究结果表明，检测信号峰值与信噪比之间存在近似线性关系，即，信噪比越高，检测信号峰值越大，同时，不同的信噪比对应不同的判断阈值，因而可以利用检测信号的峰值调整同步阈值的大小，从而提高PN码搜捕时间。在AWGN信道下仿真实验表明：本文方法码元传输错误低，同步性能优于固定阈值方法，是一种有效的低压电力线低信噪比通信同步方法。

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(责任编辑杨继森)

ResearchonSynchronizationTechnologyofLow-VoltagePowerLineSpreadSpectrumCommunication

ZHANG Zhiyuan1, JIA Zhihui1, LI Zunshou1, ZENG Jun1, JING Hao2

(1.State Grid Hebei Electric Power Company, Shijiazhuang 050011, China;2.State Grid Hebei Electric Power Research Institute, Shijiazhuang 050021, China)

According to the characteristics of pulse interference in low voltage power line communication channel,a fast search method of PN code based on adaptive threshold selection method is proposed. The technology uses the approximate linear relationship exists between a peak detection signal and the SNR. The automatic modulation method of the synchronization threshold is based on the recongnization of SNR which is associated with the peak of dectection signal.The method makes the PN code for judgment in the optimal state and saves the searching time. The experimental results show that the synchronization performance of the proposed method is better than the fixed threshold local correlation algorithm under WAGN,and is suitable for low-voltage power line communication environment with low SNR.

power line carrier; spread spectrum communication; synchronization threshold; self-adaption

2017-07-12；

2017-07-30

张智远(1977—)，男，硕士，高级工程师，主要从事配电网技术管理研究。

信息科学与控制工程

10.11809/scbgxb2017.11.026

本文引用格式：张智远,贾志辉,李遵守,等.一种低压电力线扩频通信自适应同步技术[J].兵器装备工程学报，2017(11):118-123.

formatZHANG Zhiyuan, JIA Zhihui,LI Zunshou,et al.Research on Synchronization Technology of Low-Voltage Power Line Spread Spectrum Communication[J].Journal of Ordnance Equipment Engineering,2017(11):118-123.

TN913.6

A

2096-2304(2017)11-0118-06