超表面加载极化可重构双极化微带天线设计

张奥博，栾秀珍



超表面加载极化可重构双极化微带天线设计

张奥博，栾秀珍

（大连海事大学 信息科学与技术学院，辽宁 大连 116026）

基于超表面结构设计了一种2.555~2.655 GHz频段的极化可重构双极化微带天线。首先根据微带天线理论设计了缝隙耦合正交馈电的双极化微带贴片天线，然后提出并设计了一种方形切角的新型超表面结构，并将该超表面放置在双极化微带天线上，通过机械方式旋转超表面，实现了左、右旋圆极化和水平、垂直线极化之间的极化转换。利用HFSS仿真软件对该超表面加载微带双极化天线进行了仿真。结果表明，该双极化天线能够便捷地实现极化转换，且在两种极化状态下，天线在工作频带内的回波损耗小于–10 dB，隔离度大于20 dB，圆极化工作状态下的轴比小于3 dB，天线的整体性能良好。

超表面；微带天线；双极化天线；极化可重构天线；回波损耗；隔离度

目前，无线通信系统正朝着小型化、多功能化和大容量方向快速发展。为了满足这种发展需要，对通信系统中天线的性能提出了“灵活多变”的要求，于是，可重构天线应运而生。可重构天线可以在不增加天线数量的前提下，通过某种手段来控制其结构的变化，使天线的某些特性参数发生重构，实现不同工作状态间的灵活切换，从而具有多功能特性，满足多样性无线通信的需求。极化可重构天线是可重构天线中的一种重要形式，其可以在同一幅天线中实现不同的极化方式，在通信领域有着广泛的应用前景。就目前国内外研究的极化可重构天线来说，基本上都是在单极化天线上实现的。然而近年来，双极化天线在通信领域中的应用越来越广泛，但是关于极化可重构双极化天线的研究却鲜有报道[1]，因此，研究极化可重构双极化天线的设计与实现方法具有理论意义和实用价值。

在目前国内外已发表的论文中，极化可重构一般都是采用在天线中加载电控开关的方法实现的，通过控制开关通断改变天线结构，实现不同的线极化或圆极化，达到改变天线极化特性的目的[2-4]。这些设计由于在天线辐射单元中引入了有源可控器件和直流偏置电路，对天线性能带来一定程度的影响，而且直流偏置电路的设计也比较复杂。近年来，超表面材料引起了人们的广泛关注，它是一种超薄二维阵列平面，由亚波长(0.1)尺度的超材料结构单元周期或非周期的排列所组成，可以灵活有效地操控电磁波的极化特性，因此可用于实现极化可重构天线[5-6]。文献[5-6]通过加载超表面的方法实现了天线的极化可重构。由于这种极化可重构是通过机械方式旋转超表面的方法实现的，因此避免了有源可控器件和直流偏置电路带来的一系列问题。在文献[5-6]中，实现的都是极化可重构单极化天线，然而在许多无线通信（如，TD-LTE, Time Division Long Term Evolution，时分长期演进）系统中，要求天线具有双极化特性，然而将双极化天线进行极化重构，不仅要求双极化天线的两个极化方式均转换成新的极化方式，而且还要求天线在各种极化状态下均具有良好的性能，因此给极化可重构双极化天线的设计带来了新的挑战。

为了解决以上问题，笔者提出并设计了一种新型的超表面加载极化可重构双极化微带天线。该天线采用正交馈电的缝隙耦合微带贴片天线实现双极化辐射，通过在微带天线上加载超表面，并机械转动超表面的方法实现左/右旋圆极化和水平/垂直线极化间的极化转换。该极化可重构双极化天线工作在2.555~2.655 GHz的TD-LTE频段，中心频率为2.605 GHz，因此本文首先根据微带天线理论设计了一种工作在2.605 GHz频段的缝隙耦合双极化微带天线，然后根据超表面材料的工作原理，提出并设计了一款新颖的超表面结构，覆盖在该微带天线上，运用HFSS仿真软件对超表面加载双极化微带天线进行仿真、优化，最终给出满足要求的设计结果。

与电控极化可重构天线相比，该天线避免了有源可控器件对天线的影响；与超表面加载可重构单极化天线相比，本文设计的是超表面加载可重构双极化天线，很好地解决了双极化天线的极化可重构问题，因此有着广泛的应用前景。

1 双极化微带天线设计

本文采用图1所示结构设计工作在2.605 GHz频段的水平/垂直双极化天线。该天线由方形贴片、介质板、空气层、开缝接地板、介质板、微带导体带条、空气层、金属反射板组成，方形贴片天线通过两个互相正交的缝隙在贴片的两个侧边耦合馈电，实现水平/垂直双极化辐射特性。开在接地板上的矩形缝隙则分别由其下面的开路微带线激励。介质板均采用厚度为r=1.5 mm，相对介电常数r=4.4的FR4介质板。

图1 缝隙耦合馈电双极化微带贴片天线

由天线的中心工作频率0=2.605 GHz，根据微带天线理论可以估算贴片边长的初值。由经验公式（1）可以估算接地板上的两个矩形缝隙的长度s。

式中：0为真空中的波长。取开路微带馈线的特性阻抗为50 Ω，由文献[7]中式（2.7.8）可得其导体带条宽度。金属反射板到最下层介质板的距离取四分之一波长。于是天线的主要结构参数均可估算得到，然后运用HFSS仿真软件进行仿真优化，最终得到满足设计要求的天线结构参数为：贴片边长=36.1 mm；缝隙长s=19 mm，宽s=8 mm；微带导体带条宽度=3 mm，介质板间距1=5 mm；方形反射板到最下层介质板的距离=28.8 mm。

2 方形切角超表面结构及工作原理

根据超材料的工作原理和本文设计的需要，提出了一种方形切角的超表面结构，如图2所示。

图2 方形切角超表面结构图

由图2(a)可见，该超表面单元是通过在方形贴片上切去两个方形角而形成的。这种超表面单元周期性排列便形成图2(b)所示超表面结构，其中，超表面单元间缝隙为。将该超表面按图3所示方式放置在图1所示双极化微带天线上时会对天线辐射的沿轴（水平）和轴（垂直）方向的线极化波产生影响，下面首先讨论超表面对轴方向线极化波的影响。

图3 方形切角超表面加载的微带天线结构图

以四个超表面单元组成的一个新单元（如图4(a)所示）为例进行讨论。对于沿轴方向的垂直极化波，可将电场分解成2个互相正交的等幅、同相分量1和2，如图4(a)所示。假如超表面单元没有切角，则由图4(b)可见，由于结构对称，对应正交分量1与2的等效电路可认为是相同的RLC电路，电路的阻抗相等，即

当超表面单元如图4(a)那样切两个方形角时，1和2等效电路中的阻抗将不再相等，分别为：，。因此可通过改变方形切角的边长来改变1和2的值。当|1| = |2|， ∠1–∠Z2=±90°时，通过超表面后的1、2满足|1|=|2|及∠1–∠2=±90°的关系，重新合成后便形成了圆极化波。当1相位落后2相位90°时，天线工作在右旋圆极化状态；当1相位超前2相位90°时，天线工作在左旋圆极化状态。

对于沿轴方向的水平极化波也具有类似的结论，只是当方向垂直极化波变为右旋圆极化波时，方向水平极化波变为左旋圆极化波，反之亦然。

当超表面旋转45°时，超表面关于轴和轴分别是对称的，如图4(c)所示。若还是把轴或轴方向的线极化波分解为等幅、同相的1和2分量，则因为超表面对这两个分量的作用是完全一样的，所以，等效电路的阻抗值相等，通过超表面后的正交分量1与2仍然是等幅、同相的，所以重新合成后变成与原方向相同的线极化波。由此可见，通过旋转超表面可实现圆极化波到水平/垂直线极化波的极化可重构。

图4 三种超表面新单元

3 仿真

3.1 超表面加载圆极化天线的仿真

将方形切角超表面按图3所示方式放置在双极化微带贴片天线上便形成了超表面加载的圆极化天线。在前面的综合、分析基础上，借助HFSS仿真软件对图3所示天线进行了一系列仿真和优化，最终得到满足设计要求的结构尺寸：超表面单元的c=14.5 mm，c=7 mm，=1.4 mm；超表面介质层下侧到方形贴片的空气层厚度=10 mm。该尺寸下天线的仿真结果如图5~7所示。

图5 左/右旋圆极化时超表面加载微带天线的回波损耗及隔离度

图6 左/右旋圆极化时超表面加载微带天线的轴比

由图5可见，天线在2.38~2.64 GHz频段内的回波损耗小于–10 dB；在2.5~2.72 GHz频段内，天线的隔离度达到了20 dB以上。由图6可以看出，该天线在2.32 GHz到2.8 GHz频带内轴比达到了3 dB以下。从图7可以看出，该天线的交叉极化鉴别率约为20 dB以上，在最大方向的增益约为7.5 dB。

图5~7所示的结果表明，该天线工作在左/右旋圆极化方式时具有良好的性能。

3.2 超表面加载水平/垂直极化天线的仿真

将图3中的超表面旋转45°，使天线工作在水平/垂直极化方式下。运用HFSS仿真软件对此时的天线进行仿真，仿真模型和仿真结果如图8~10所示。

图8 超表面加载水平/垂直线极化微带天线

图9 水平/垂直极化时超表面加载微带天线的回波损耗和隔离度

由图9可以看出，天线在2.38~2.65 GHz频带内，回波损耗小于–10 dB；在2.5 ~2.72 GHz频带内，隔离度大于20 dB。由图10可以看出，水平极化天线和垂直极化天线的交叉极化鉴别率都达到了26 dB以上，满足了天线的双极化要求。该天线在最大方向的增益为7.7 dB。

图9~10所示的结果表明，该天线工作在水平/垂直极化方式时也具有良好的性能。

4 结论

将超表面加载到双极化微带天线上可以通过机械旋转超表面的方法实现双极化天线的极化可重构，避免了有源可控器件和直流偏置电路带来的弊端，且两种极化状态下的双极化天线均具有良好的特性，因此有着广泛的应用前景。

[1] 范艺. 极化可重构全向天线研究[D]. 广州: 华南理工大学, 2016.

[2] WANG K XWONG H. A reconfigurable CP/LP antenna with cross-probe feed [J]. IEEE Antenna Wireless Propagation Lett, 2017, 16: 669-672.

[3] 杜哲, 杨雪霞, 龚波, 等. 一种双频左/右旋圆极化可重构环形缝隙微带天线[J]. 电子元件与材料, 2013, 32(1): 34-37.

[4] 杨帆, 房丽丽. 一种极化可重构的开口环缝微带天线[J]. 微波学报, 2015, 31(5): 38-40.

[5] ZHU H L, CHEUNG S W, CHUNG K L, et al. Linear to circular polarization conversion using metasurface [J]. IEEE Trans Antenna Propagation, 2013, 61(9): 4615-4623.

[6] ZHU H L, CHEUNG S W, CHUNG K L, et al. Design of polarization reconfigurable antenna using metasurface [J]. IEEE Trans Antenna Propagation, 2014, 62(6): 2891-2898.

[7] 栾秀珍. 微波技术[M]. 北京: 北京邮电大学出版社, 2009.

（编辑：陈渝生）

Design of polarization reconfigurable dual polarized microstrip antenna loaded with metasurface

ZHANG Aobo, LUAN Xiuzhen

(College of Information Science and Technology, Dalian Maritime University, Dalian 116026, Liaoning Province, China)

Based on metasurface, a polarization reconfigurable dual polarization microstrip patch antenna in 2.555－2.655 GHz band was designed. At first, a dual polarization microstrip patch antenna fed by two orthogonal slots was designed by the theory of microstrip antenna, then a new type of metasurface with square cutted corners was proposed and designed. The metasurface was placed on the dual polarization microstrip antenna, by mechanical rotating the metasurface. The transformation between left/right circularly polarized and horizontal/vertical linear polarization was achieved. The microstrip dual polarized antenna loaded with metasurface was simulated by using HFSS simulation software. The results show that polarization conversion for the dual polarized antenna can be achieved easily, and in the two kinds of polarization state, in the working frequency band, the return loss of the antenna is less than –10 dB , the isolation between two ports is higher than 20 dB, and the axial ratio of circularly polarized antenna is less than 3 dB. So the overall performances of the antenna are good.

metasurface; microstrip antenna; dual polarization antenna; polarization reconfigurable antenna; return loss; isolation

10.14106/j.cnki.1001-2028.2017.10.010

TN826

A

1001-2028（2017）10-0058-05

2017-07-04

栾秀珍

国家自然科学基金资助项目（No. 2014Z0235）；大连海事大学“十三五”重点科研项目（No. 3132016320)

栾秀珍（1963－），女，山东青岛人，教授，博士，主要研究新型天线和微波器件，E-mail: xzluandalian@sina.com ；张奥博（1993－），女，山东梁山人，研究生，主要研究超材料、天线技术及射频电路，E-mail: 997862058@qq.com 。

2017-09-27 10:57

网络出版地址：http://kns.cnki.net/kcms/detail/51.1241.TN.20170927.1057.010.html