手持设备射频前端宽带压控振荡器设计

陈勖，房丽娜

（深圳信息职业技术学院软件学院，广东 深圳 518172）

手持设备射频前端宽带压控振荡器设计

陈勖，房丽娜

（深圳信息职业技术学院软件学院，广东 深圳 518172）

根据GSM系统标准中关于相位噪声和频率调谐范围的指标要求，采用无尾电流LC振荡结构和开关电容阵列设计了一款适用于GSM/EDGE便携式产品上的压控振荡器。电路采用TSMC 0.18μm CMOS工艺实现，在3.3V电源电压下的仿真结果表明：电路的工作频率覆盖了3296～3980MHz，输出电压峰峰值为5.32V@3622MHz，调谐增益为32MHz/V，频偏20MHz处的相位噪声为-155.37dBc/Hz。设计的VCO完全满足GSM/EDGE系统要求。

压控振荡器，变容管，相位噪声，温度计码

引言

当今社会无线通信技术迅猛发展，终端产品市场上GSM、Bluetooth、WLAN、3G/4G等多种无线通信标准并存。移动终端设备的普及正潜移默化地改变着人们的生活方式。在移动通信、车载通信、安防通信等众多的领域中，各式各样的无线通信系统正发挥着重要的作用。

在便携式无线终端产品中，压控振荡器是整个射频链路上关键的模块之一，用于提供下变频所需的本振信号和直接调制锁相环发射机所需的载波信号。其相位噪声的好坏直接影响整个GSM系统的接收灵敏度和阻塞性能。另一方面，整个GSM频段划分为四段，即850MHz/900MHz/1800MHz/ DCS1900MHz。因此单片全集成的收发信机就需要集成VCO能够覆盖一定宽度的频率范围[1-3]，采用模数混合技术能够得到较宽的频率覆盖范围和较低的调谐增益。

本文的目的是设计一款应用于GSM/EDGE四频段射频收发机的压控振荡器电路，频率范围从3296MHz到3980MHz，采用双模分频方式提供本振信号和发射载波，无源器件片上全集成。此外，GSM系统有非常严格的相位噪声要求，在本设计中，相位噪声在20MHz频偏处要低于-155dBc/Hz。

1 工作原理

振荡器是一种不需要外部信号激励，就能够自动将直流电源能量转换为周期性交流信号输出的电路。通常情况下，任何振荡器都可以被看作是一个反馈系统[4]。环形振荡器(Ring-Oscillator)和LC谐振回路振荡器(LC-Tank Oscillator)是目前使用最广泛的两种振荡器结构。但是环形振荡器相位噪声较差，因此在相位噪声要求严格的通信系统中，LC振荡器结构是最常见的结构[5]。这里就LC振荡器结构来进行分析。

图1是一个LC负阻振荡器的等效模型。它由具有负阻特性的有源器件和无源谐振网络所组成。有源器件以负电阻-RP的形式给谐振网络提供能量，以补偿因谐振回路中等效并列电阻RP所损耗的能量。

图1 LC负阻振荡器等效模型Fig.1 Equivalent model of LC oscillator

一般采用CMOS差分对管来实现有源负阻。考虑到维持振荡所需的能量，差分对管的跨导值通常选为2gm～3gm。为了使得振荡器能够满足特定应用场合中信道带宽的要求，振荡器必须要有一定的调谐范围。

理想的压控振荡器的频率与相位的关系可以用式(1)表示：

相位噪声是衡量压控振荡器性能的一个重要参数。它是影响整个接收机灵敏度的重要因素，过大的相位噪声会使得临近信道的强干扰信号混频到信道中，造成信道频谱阻塞，严重降低信道中的信噪比。由于GSM系统对相位噪声的要求非常高，因此有必要对相位噪声的机理进行分析来获得降低相位噪声的手段。

根据Hajimiri的线性时变模型，由于噪声一般比载波信号小得多，噪声-相位的传输函数可以看作近似为线性关系，因此可以认为振荡器是一个线性时变系统，从而得到相位噪声在每个拐点之间的不同表达式[6-8]。

对于白噪声源，系统的相噪声为：

对于在1/f2区，系统的相噪声为：

对于在1/f3区，系统的相噪声

因此，由上述相位噪声在不同频率区域内的表达式可以分析得出，想要改善相位噪声，需要从增大输出信号幅度、提高谐振回路的品质因数、降低二次谐波附近的噪声以及电路的对称性等多方面折中考虑。

2 电路设计

2.1 结构选择

LC压控振荡器主要有单MOS结构和互补型结构两种。在相同的功耗情况下，互补型差分电感的输出电压幅度是单差分结构的两倍，相位噪声比后者要低6dB。在相同输出幅度的情况下，互补型结构有着更好的稳定性和更低的功率消耗，更加符合GSM通讯系统中压控振荡器的设计需求。

此外，根据偏置的不同，压控振荡器可分为电流偏置和电压偏置两种结构。

本文采用电压偏置的互补型差分电感结构[9-10]，如图2所示。振荡器电流由PMOS和NMOS管本征产生。

这种结构的选取主要是从驱动能力、相位噪声、芯片面积和稳定度等多方面的考虑所确定的。

压控振荡器后面连接的是动态分频器，电压偏置使得振荡器的输出幅度最大可无限接近电源, 并且在振荡器的工作频率范围内其幅度变化比电流偏置振荡器的幅度变化要小。因此在驱动后级TSPC动态分频器更强劲也更有优势。

此外，采用电压偏置结构，可以避免尾电流源的闪烁噪声和偶次谐波处的噪声上混频到基频附近，会使得VCO在中低频处的相位噪声恶化。而且可以避免设计电流源时片上电感的使用，从而减小了芯片的面积。还能避免电流源电流随工艺和温度变化比本征电流的变化要大的缺点。

但是电压偏置结构降低了差分共模点的输出阻抗，增加了回路损耗和降低了谐振回路的Q值，而且容易受电源电压波动的影响，需要通过片内集成LDO稳压器来降低。

图2 振荡器拓扑结构Fig.2 Oscillator topology

此外，随着深亚微米工艺的发展，单个可变电容的电容变化比率Cmax/Cmin越来越小，因此要想利用单个可变电容来覆盖设计所需的684MHz频率范围是很难实现的。如果增大容抗管的尺寸，会导致相位噪声恶化，因此需要采用开关电容阵列来分段实现684MHz的频率调控范围。

2.2 开关电容阵列

先定义VCO的谐振中心频率值为几何平均值，即(3980*3296)1/2=3622MHz；同时为确保振荡器在频率可调范围内能够补偿工艺偏差和温漂，开关电容的覆盖范围要大于684MHz。在设计KV值时，选择中心频率处的KV为32MHz/V，在高低频段处KV随工艺温度变化范围是20MHz/V～45MHz/V之间，考虑到只利用到0.5V～1V左右的电压调控范围，每位开关可调范围在10MHz～20MHz之间，取11MHz为相邻开关中心频率间隔和7位开关控制，即(27-1)*11≈1400MHz > 2*684MHz。最小的CLSB可选择25fF的MIM电容。

开关电容阵列一般采用二进制加权的方式来控制，即电容值成倍数增加，同时NMOS开关管的尺寸也同步增加。但是二进制控制的缺点是存在累积误差，线性不好，因此把二进制码转成温度计码来控制开关电容阵列[11-12](温度计码的编码形式如表1所示)，这样可以实现电容值的线性增加。为简化译码电路复杂度，设计中将7位二进制码先分成行码和列码 (高三位译成行码，低四位译成列码，行列码逻辑表达式如表2所示)，这样开关电容阵列就变成一个8×16的矩阵，再通过如图3所示的选通电路译成温度码。

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如图3所示，ROW是行码控制信号，COL是列码控制信号，ROWnext表示下一行控制信号，这样若ROW=1，ROWnext=0，则第一行那个开关打开由列码信号来决定；若ROWnext=1，则ROWnex之前的行全打开，而不用去考虑列码的状态。

图3 温度计码选通电路及开关电容阵列单元Fig.3 thermometer code gating circuit and switched capacitance array cell

但是行列译码器会有延时，对于电容选通而言，控制信号对不齐就意味着会出现电容的频繁开关，从而造成很大的尖峰效应。为避免这种情况发生，对温度计码稍作改动，即结合蛇形编码方式，使得每次二进制码转换时，仅有1～2个开关发生突变，进而降低尖峰效应。

表1 温度计码的编码形式Tab.1 Coding form of thermometer

表2 行列码逻辑表达式Tab.2 Logical expression of row and list code

2.3 器件选择

整个压控振荡器中主要的器件包括电感、变容管以及NMOS、PMOS差分对管。这些器件的正确取舍是保证VCO能够正常起振、保证振荡频率以及覆盖调谐范围的关键。

下面先来分析电感。电感的选取必须兼顾振荡频率范围、起振条件以及版图面积等多方因素影响。

根据台积电(TSMC)0.18μm 1P5M混合信号工艺所提供的电感模型，选择差分电感(三端八边形)。电感值的大小由振荡器的起振条件、功耗、噪声性能、频率覆盖范围等因素决定。因此先选定VCO的谐振中心频率值(3622MHz)来确定电感值大小。电感值大可以增加电压幅度、降低相位噪声，但是由于采用无电流源结构，振荡器工作在电压限制区，即电压幅度已经相对较大，故电感不能过大，否则相位噪声反到恶化。另外，考虑到互补MOS管及开关电容阵列的寄生效应，以及工艺温度变化条件下需要做到全频带覆盖，这要求电感值尽量小。综合上述因素，选择电感值为1.394nH，以降低串联电阻和提高Q值。

而对于变容管的选取主要是考虑变容曲线的范围。TSMC提供两种类型的可变电容，PN结可变电容和积累型NMOS可变电容。因为振荡器振荡电压幅度很大的时候，PN结可变电容会出现正偏，这样会降低振荡器的品质因数，因此采用积累型NMOS可变电容作为振荡器的调谐电容。变容管的尺寸主要根据振荡器的压控增益值KV来决定，但KV越大，相噪越差，故在足够覆盖频带范围的情况下，可以选择相对小的KV，又考虑到自动频率校准模块实现的难度和校准时间的长短，KV不能选的太小。则根据3622MHz处KV为32MHz/V，得出变容管尺寸Cmin=109.8fF, Cmax=233.6fF。

对于压控振荡器中的可变电容管而言，工作在积累区的变容效果是最明显的，此时电容值随电压的变化也是线性度最好的。另外设计中还需要结合振荡器的压控特性进行分析。图4给出了在变容管不同偏压下VCO的压控曲线图，由于VCO设计的压控范围是在1.2V到1.7V之间，从图中可以看出，在1V到2V的电压范围内，变容管偏置电压Vbias=1.25V时，控制电压-频率曲线的线性度比其他偏置电压下的曲线要好很多。

图4 压控振荡器的压控曲线Fig.4 Voltage-Controlled curve of VCO

最后是关于互补对管的尺寸选取。振荡器中的NMOS差分对管和PMOS差分对管都使用TSMC工艺中提供的RFMOS管。通过对负阻大小、功耗大小、寄生电容大小以及噪声等多个因素的考虑，确定最小沟道长度L为0.35μm(NMOS)、 0.3μm(PMOS)。根据波形对称性好及相位噪声最优的设计原则，最终确定NMOS尺寸为48μm/0.35μm，PMOS尺寸为100μm/0.3μm。

3 仿真分析

整个压控振荡器设计采用TSMC 0.18μm 1P5M的RFCMOS工艺，所用的无源器件全部在片集成，其中振荡所用到的螺旋电感采用第五层厚金属制成。整个版图如图5所示。整个VCO模块版图用双环包围，这样做的目的是为了衬底隔离、噪声隔离、防止闩锁效应以避免恶化压控振荡器的性能。

利用Cadence公司的SpectreRF仿真工具对整个VCO进行了寄生参数提取后的瞬态仿真分析，其输出的振荡波形如图6所示，振荡电压峰峰值约为5.32V，振荡频率为3622MHz。图7给出了在3622MHz处的相位噪声曲线，可见在偏离中心频率100kHz处的相位噪声是-101.41dBc/Hz，3M处为-138.22dBc/Hz，20MHz处为-155.37dBc/Hz。整个电路的频率调谐曲线如图8所示，分别给出了低中高三个频段，根据每位开关可控制10～20MHz的调谐范围，因此本次设计完全覆盖了所需的684MHz频带范围。整个电路起振所需时间大约需要为5ns，工作电流为9.5mA。

图5 完整的VCO版图Fig.5 the layout of VCO

图6 VCO输出电压波形Fig.6 the waveform of output voltage

图7 压控振荡器相位噪声曲线Fig.7 phase noise curve of VCO

图8 压控增益曲线Fig.8 VCO gain

4 结论

根据GSM系统中关于相位噪声和频率调谐范围的指标要求，采用无尾电流LC振荡结构和开关电容阵列设计了一款适用于GSM/EDGE便携式产品上的VCO电路。仿真结果表明，电路调谐范围完全覆盖所需的频率范围(3296MHz～3980MHz)，目标频率处的相位噪声优于系统要求的-155dBc/ Hz@20MHz。设计的VCO各项性能参数均满足GSM/ EDGE系统指标要求。

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Design of Integrated Poly-phase Filter in GSM Handset RFIC

CHEN Xu, FANG Lina
（School of Software Engineering, Shenzhen Institute of Information Technology, Shenzhen 518172,P.R.China）

Based on the requirements of phase noise and frequency tuning range of the GSM system standard, this paper designs a voltage-controlled oscillator suitable for GSM/EDGE handset RFIC. This circuit uses the topology of no-tail current source and switched-capacitor array and has been designed in TSMC 0.18μm CMOS process. At a supply voltage of 3.3V, the simulation results show that the operating frequency covers 3296～3980MHz, the peak value of output voltage is 5.32V@3622MHz with the tuning gain of 32MHz/V. The phase noise is -155.37dBc/Hz at 20MHz offset. It will satisfy the requirements of GSM/EDGE application.

VCO, varactor, phase noise, thermometer code

TN752

：A

1672-6332（2017）01-0009-06

【责任编辑：高潮】

2016-12-05

陈勖(1977-)，男(汉)，湖南邵阳人，博士后，讲师，主要研究方向：射频集成电路设计。E-mail:chenx@sziit.edu.cn