无电压传感器的准直接功率并网变流器控制方法

胡立坤， 黄太昱， 卢泉， 曹俊

(1.广西电力系统最优化与节能技术重点实验室，广西 南宁 530004；2.广西大学 电气工程学院，广西 南宁 530004)

无电压传感器的准直接功率并网变流器控制方法

胡立坤1,2， 黄太昱1,2， 卢泉1， 曹俊1,2

(1.广西电力系统最优化与节能技术重点实验室，广西 南宁 530004；2.广西大学 电气工程学院，广西 南宁 530004)

针对传统基于虚拟电机磁链的无电压传感器方法电压波动较大问题，结合二阶广义积分原理与占空比信号提出一种电压观测器以代替电压传感器获取更加精准的网侧电压信息。依据瞬时功率理论，在两相静止坐标系下，采用基于PQ开环的准直接功率电压定向控制策略，实现了并网变流器的四象限工作状态运行，电流内环采用比例谐振控制器保证指令电流快速无差跟踪。对比分析网侧电压信号谐波畸变率，实验波形表明：所提方法不需要电压传感器与电流解耦控制环节，且谐波含量低，可获得较传统方法更准确的网侧电压信号，提高了系统运行的稳定性与可靠性。

无电压传感器；两相静止坐标系；准直接功率控制；二阶广义积分器；占空比；比例谐振

0 引 言

随着分布式发电系统功率的增加，功率变换器使得可再生能源发电与电力系统之间实现了高效、灵活的控制；作为未来以智能电网技术为基础的电力系统，并网变流器的设计与控制将会成为其发展的重要支撑[1-2]。

变流器的控制方法多以电能转换与电能质量为控制目标，方法的优劣直接影响到其功能的实现。其中应用较为广泛的方法是采用电压矢量定向控制[3]，这需要网侧电压、电流以及直流侧母线电压信息，过多的传感器和计算环节不仅增加系统成本，同时也增加了系统的复杂程度。基于上述条件，无电压传感器控制方法的研究便应运而生。利用虚拟磁链的控制方法在文献[4]中提出，用以改善直接功率控制的性能，也可用于电压定向控制。网侧三相电流代表系统能量的流向与系统性能密切相关，同时可用于过流保护；直流侧母线电压信号作为控制目标保持直流电压稳定，并作为过压保护信号，故这两者信息量均需传感器实时获取[5]。文献[6]将虚拟磁链的定向方法应用在三相PWM整流器中，均取得了较好的控制效果，但需要在旋转坐标系下完成，电压相位信息的检测与电流解耦控制使得计算过程变得复杂。文献[7]将二阶广义积分器所构成的正交滤波器方法应用在永磁同步电机调速上，实现了无速度传感器的观测，取得了较好的控制效果，但其输入的电压量直接由开关信号获得，容易受到高频开关信号的干扰。

由二阶广义积分器(second-order generalized integrator，SOGI)所构成的自适应正交滤波器可以对特定频率的交流量进行积分运算，内部谐振的特点使得其本身可作为压控振荡器来工作[8]以改善常规锁相环(phase-locked loop，PLL)性能。其最早被提出用来实现电网三相电压不平衡时分离正负序分量以保证分布式发电系统能够在电网故障的情况下仍保持并网同步运行，同时向电网提供一定的支撑。

本文利用二阶广义积分器构造出的正交信号滤波器结合占空比信号来实现对网侧电压信息的重构，在αβ两相静止坐标系下输出正交的交流信号，可获得较传统基于虚拟磁链观测更加准确的电压量，从而实现无电压传感器控制的目的，避免了虚拟电机磁链方法所固有的缺陷[9]。同时，采用基于PQ开环的准直接功率电压定向的控制策略，内环电流采用比例谐振控制器来保证指令电流的无稳态误差跟踪，实现了瞬时功率的快速跟踪。文章首先分析了PWM变流器在两相静止坐标系下无电压传感器的数学模型以及瞬时功率的求解，最后通过实验验证了所提方法的有效性与正确性。

1 系统数学模型

1.1 三相电压源型PWM变流器数学模型

三相电压源型PWM变流器常见的拓扑结构如图1所示，建立数学模型：ea、eb、ec为电网三相相电压；ia、ib、ic为电网侧各相电流；ua、ub、uc为变流器输出相电压；udc为直流侧电压；L为滤波电抗器输入电感，R为滤波电抗器输入电阻；C表示变流器直流侧电容，Rdc为直流侧负载，ir为直流侧负载电流。

图1 三相电压源型PWM变流器拓扑图Fig.1 Topology of the three phase PWM converter

由于开关频率远高于电网频率，依据平均值模型方法，利用PWM变流器输出占空比来描述变流器数学模型，可消除开关函数模型中引入的高频分量，同时避免死区时间对输出电压值的影响。

(1)

将上式方程两两作差，消去uno电压量可得：

(2)

再将线电压转化为相电压：

(3)

该方法无需对开关函数信号的进行采集，节省了检测开关信号的设备。

将估算三相电压量经式(4)作Clark变换为

(4)

可得到PWM变流器在αβ两相静止坐标系下的电压模型表达式为

(5)

1.2 基于SOGI-QSG电压观测器数学模型

二阶广义积分器可使得传递函数在谐振频率处有无穷大的增益，所以当控制频率为谐振频率的正弦信号时能够做到静态无差，并且SOGI的实现方式较传统的自适应滤波器结构简单很多，无需使用正余弦函数，这就避免了复杂运算所浪费的时间以及在离散系统中引入的量化噪声[10]。其结构图如图2所示。

图2 基于二阶广义积分的正交信号发生器Fig.2 Quadrature signal generator based on SOGI

包括输入信号v(t)和滤波器中心频率ωn，输出信号为v1(t)和v2(t)，将输入信号与输出信号做拉普拉斯变换分别得到V(s)、V1(s)及V2(s)，则该系统输出与输入信号闭环传递函数可表示为：

(6)

由图3可知，D(s)为带通滤波器，Q(s)为低通滤波器，若滤波器中心频率ωn与输入信号频率ω一致，则输出信号v1(t)和v2(t)的幅值便会与输入信号v(t)的幅值相等且相位相差90°，互为正交。

图3 正交信号发生器中D(s)和Q(s)博德图Fig.3 Bode diagram of SOGI-QSG

此时，利用该正交滤波器重新对三相交流电压型PWM变流器模型进行分析，其中，带“′”表示经后输出量，“⊥”为对应正交信号，如下式所示：

(7)

如上所述，v=v′=jv′⊥，-ωv′⊥=dv′/dt，故可得：

(8)

最终推导出网侧电压估算表达式为

(9)

最后确立观测器结构如图4所示。

图4 基于正交信号发生器的电压观测器Fig.4 Voltage observe based on SOGI-QSG

2 αβ坐标系PQ开环准直接功率控制

2.1αβ坐标系PQ开环电压定向控制

瞬时功率理论(pq理论)虽不像通用功率理论可以解释众多物理现象，但其仅凭借简单的数学运算便可获得某些给定意义下最优电流的优点，广泛应用在改善电能质量的领域中[12]。可对PWM变流器瞬时功率作如下数学分析。

对于三相系统，在自然坐标系下可通过瞬时相电流和相电压将瞬时功率表示为

(10)

通过标量变换，在αβ两相静止坐标系下可将瞬时功率表示为

p=uαiα+uβiβ+u0i0。

(11)

由于变换的正交性，瞬时功率在新的坐标系中仍保持原来的形式，且本文采用三相三线制对称电压源供电，故无需考虑瞬时功率中的零序分量。

(12)

整理为矩阵形式有

(13)

此时给定瞬时有功功率p*与瞬时无功功率q*(也称瞬时虚功率)便可以求得内环控制的参考指令电流，有

(14)

若令瞬时虚功率q*=0，便可实现PWM变流器单位功率因数下运行，则参考指令电流表达式为

(15)

2.2 准直接功率控制

由于直接功率控制具有结构简单，动态响应快的优点，被广泛应用于PWM变流器控制中并取得较好的效果，故本文采用基于αβ坐标系PQ开环电压定向的准直接功率控制方法。

利用基尔霍夫电流定律，可将直流侧电流关系表述为

(16)

式中idc=SDaia+SDbib+SDcic。

αβ静止坐标系下可写为

(17)

忽略滤波电抗器电阻和PWM变流器开关损耗，根据功率平衡理论有

(18)

变流器稳态运行下有udc=Udc+Δudc，此时电容电压维持不变，即Δudc远小于Udc。

通过直流侧电压控制器输出作为负载电流值并与直流母线电压相乘，计算出直流侧瞬时有功功率并作为给定输入值；结合无电压传感器所观测出网侧电压量信息，求得内环参考指令电流，经过比例谐振控制器实现指令电流的无误差控制[13]，完成外环准直接功率控制。最后，利用网侧电压前馈补偿环节，进一步改善变流器系统运行的稳定性。

由此确立系统控制结构框图5所示。

图5 基于SOGI-QSG的无传感器准直接功率控制策略Fig.5 Sensorless quasi direct power control strategy based on SOGI-QSG

与传统根据瞬时功率选择开关状态进而确定输入电流的方法相比，这里通过计算瞬时功率值作为电流内环的输入，同时内环电流采用比例谐振控制器，可确保有功功率同样快速跟踪瞬时功率给定值，实现了输入电流的直接控制。

3 实验结果与分析

实验平台采用dSPACE(DS1104)作为控制器，并实现A/D采样、实时计算、数据存储；功率器件驱动脉冲由DS1104的RTI(real-timeinterface)模块产生，开关频率设为10kHz，死区时间设为4μs；智能功率模块为PM100CL1A120；系统中断统一采用PWM中断方式，保证PWM方波周期与控制周期及数据采集周期同步；太阳能电池阵列模拟器为PVS1000系列，相关参数如表1所示。为避免电压陡增，将三相配电网经调压器和变压器降压隔离，再与变流器交流侧滤波电抗器相连接，实验装置如图6所示；直流侧电压给定值设为110V。

表1 PWM变流器系统实验参数

基于SOGI-QSG正交信号发生器所构造的网侧电压观测器估算出三相电压波形如图7所示。

对比观察电压传感器实际测量与基于虚拟电机磁链方法所观测出的网侧电压波形如图8、图9所示。

图6 实验装置图Fig.6 Photo of experimental setup

图7 基于SOGI-QSG电压观测器的三相电压波形图Fig.7 Waveforms of three phase voltage estimated by the voltage observe based on SOGI-QSG

图8 电压传感器实测三相电压波形图Fig.8 Waveforms of three phase voltage measured by voltage sensor

分别对这3种方法所得电压信号做快速傅里叶变换得到谐波频谱图，如图10所示。

图9 基于虚拟磁链观测三相电压波形图Fig.9 Waveforms of three phase voltage based on virtual-machine-flux

图10 网侧电压信号谐波频谱分析图Fig.10 Harmonic component of grid side voltage

通过观察，传统基于虚拟磁链的方法与实际采用电压传感器测量所获得网侧电压信号两者总谐波畸变率仅相差0.28%，虽然不及电压传感器实测所得电压信号准确，但虚拟磁链的利用避免了电压传感器的使用，降低了设备成本；而基于SOGI-QSG方法所得的电压估算值其谐波畸变率仅为1.65%，相比较于虚拟磁链方法的2.96%与电压传感器的2.68%谐波畸变率结果，其精准度又有了进一步的提高。这表明所提方法可以代替传感器获取网侧三相电压信息，无需依赖硬件设备，规避了因电压传感器故障导致系统无法正常运作的风险，提高了系统运行的可靠性；同时，较传统基于虚拟电机磁链观测的电压波形，所提方法谐波含量更少、畸变程度更小，提高了系统的准确性。

为进一步验证所提方法性能，直流侧保持空载，给定无功指令-300 W，变流器实现感性无功功率补偿，如图11(a)所示A相电流滞后A相电压90°；给定无功指令+300 W，变流器实现容性无功功率补偿，观察图11(b)发现，A相电流超前A相电压90°。

图11 无功补偿下网侧电压与电流波形图Fig.11 Waveforms of grid side voltage and current for reactive power compensation

结果表明，保持直流侧空载即系统没有瞬时有功功率，通过改变瞬时无功功率指令可以实现变流器单位功率因数下运行，达到向系统发出或吸收无功功率以调节终端电压波动的目的，保证用户侧较高的电能质量。所提控制策略可以实现瞬时有功功率和瞬时无功功率的独立控制，并取得良好的控制效果。

保持瞬时无功功率指令为0，通过投切负载测试系统的动态响应性能，如图12所示。

图12 负载投切下的系统动态响应Fig.12 Dynamic response of system with load changed

观察图12(a)易知，突加有功负荷后，直流侧电压经短暂跌落后迅速恢复至给定值；此时由于系统瞬时无功功率为0，即变流器实现单位功率因数整流；同理，切断负载时系统仍能保持良好运行。如图12(c)、图12(d)所示，电压电流波形保持同向即变流器工作在整流状态；且三相电流波形正弦度保持良好，如图12(b)所示。

内环电流采用比例谐振控制器，保证两相静止坐标系下指令电流能够快速准确跟踪网侧电流，实验结果如图13所示，效果良好。

图13 αβ坐标系下参考电流与网侧电流Fig.13 Waveforms of reference currents and grid currents under αβ coordinate

直流侧接入光伏发电系统，可实现变流器的有源逆变工作状态。本文采用太阳能电池阵列模拟器来模拟太阳能电池板发出功率，由于直流侧母线电压受控，也即间接控制了光伏模拟器发出的功率，实验结果如图14所示。

观察实验结果易知，投入光伏装置时，直流电压有较大波动，但很快可恢复稳定状态；稳定后可以发现网侧电流相位与电压相位反向，这表明光伏装置所发出功率经变流器逆变后送入电网，实现了有源逆变的工作目标；这里电流与电压相位相差略小于180°，是由于实际系统中变流器自身存在一定的损耗。

图14 接入光伏模拟器时系统响应图Fig.14 Response of system with PV simulator

实验结果证明了所提基于正交信号发生器构成的无电压传感器观测环节能够准确有效的估算出网侧电压值；并进一步采用以PQ开环电压定向为基础的准直接功率控制和内环电流比例谐振控制，结果显示，可以准确快速的达到控制目标，系统具有良好的稳态，动态响应性能。同时，在不同条件下分别令瞬时有功功率与瞬时无功功率为0，实现了变流器有功功率与无功功率的独立控制，并通过更改指令验证了变流器在单位功率因数下完成整流和逆变的良好运行，直流侧母线电压具有较好的鲁棒性。

4 结 论

针对三相电压源型并网变流器，结合占空比信号提出一种基于广义积分原理的无传感器观测方法，所得网测电压估算信号总谐波畸变率仅为1.65%，较传统方法具有更高的准确性且节省了硬件资源。同时，阐述了新的无传感器控制策略下变流器的数学模型，并依托瞬时功率理论，在静止坐标系中利用PQ准直接功率控制和内环电流无差控制，实现了变流器四象限工作状态的运行，具有结构简单，响应迅速，以及良好的抗干扰能力。

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Sensorless method of quasi direct power control for grid converter

HU Li-kun1,2， HUANG Tai-yu1,2， LU Quan1， CAO Jun1,2

(1.Guangxi Key Laboratory of Power System Optimization and Energy Technology,Nanning 530004,China;2.College of Electrical Engineering,Guangxi University,Nanning 530004,China)

For the large voltage fluctuation of the traditional method based on the virtual motor flux linkage，a voltage observer based on the second order generalized integral(SOGI) principle and duty cycle signal was proposed to replace the voltage sensor in order to obtain more accurate information of the voltage of the network side．According to the theory of instantaneous power,the quasi-direct power voltage directional control strategy based on PQ open-loop was adopted in the two-phase stationary coordinate system,and the four-quadrant operation state of the grid-connected converter was realized.Meanwhile，the application of proportional resonant controller to ensure current reference could keep tracking grid current．The result shows that the proposed method need neither the voltage sensor nor the current decoupling,the network side voltage signal with low harmonic content can be obtained more accurately than the traditional method,which improves the stability and reliability of system operation.

voltage sensorless；αβcoordinate；quasi direct power control；second order generalized integral；duty cycle；proportional resonant

2015-11-16

广西科学研究与技术开发项目(1598008-3)；南宁市科学研究与技术开发计划(20131048)

胡立坤(1977—)，男，博士，教授，研究方向为可再生能源变换系统与应用； 黄太昱(1992—)，男，硕士研究生，研究方向为新能源发电及并网变流器控制； 卢 泉(1982—)，男，博士，副教授，研究方向为蓄电池储能高效利用； 曹 俊(1988—)，男，硕士研究生，研究方向为光伏并网控制、电力电子技术。

胡立坤

10.15938/j.emc.2017.05.012

TM 46

A

1007-449X(2017)05-0089-08