一种三相高功率ZCS-Buck型电动汽车车载充电器研究

王议锋，李 微

（天津大学智能电网教育部重点实验室，天津300072）

一种三相高功率ZCS-Buck型电动汽车车载充电器研究

王议锋，李 微

（天津大学智能电网教育部重点实验室，天津300072）

提出了一种基于交错并联技术和 Buck型三相单开关整流电路的零电流软开关 ZCS（zero-currentswitching）电动汽车车载充电电路。采用多谐振结构保证Buck电路中的IGBT实现ZCS，续流二极管实现零电压软开关ZVS（zero-voltage-switching），满足车载充电器OBC（onboard charger）大功率、高效率、高功率密度的需求。首先分析了电路的工作原理，重点研究了电池负载情况下的ZCS实现条件；然后根据理论分析进行了硬件参数设计；最后，设计试制了一台8.5 kW样机进行了实验研究。利用电阻负载模拟电池特性，通过切换负载阻值模拟了三段式充电过程，结果表明所设计的OBC系统在整个三段式充电过程均能实现ZCS，且能够实现3个充电阶段的自动切换，满足蓄电池充电需求。

零电流软开关；交错并联；电动汽车；车载充电器

由于能源危机和环境问题日益加剧，电动汽车受到越来越广泛的关注。充电设备是为电动汽车提供能量的关键部件，直接影响充电时长和电池使用寿命，是电动汽车发展面临的一大挑战。电动汽车充电装置按其安装位置可分为车载和非车载2种。充电桩为典型的非车载充电装置，充电功率大、充电速度快，但过分依赖于充电桩的地理分布特性，不能满足电动汽车随时充电的需求。而车载充电器安装在电动汽车上，直接连接电网即可进行充电，灵活性高。因此，车载充电器OBC（onboard charger）的研究对于电动汽车的发展具有重要意义，成为了近年来的研究热点［1-4］。

OBC对于体积和重量有严格的要求，直接导致了目前OBC功率相对较低、充电速度慢。因此，开发体积小、重量轻、效率高、功率大的OBC是电动汽车发展的重要需求［5-6］。

OBC按结构可分为2种：单级结构和两级结构。目前OBC多采用AC/DC和DC/DC级联的结构。两级结构灵活性高、输入输出调节范围宽，且前级AC/DC一般具有功率因数校正PFC（power factor correction）功能，保证了交流侧电流质量。但是两级结构不利于提高系统变换效率，器件数量多，难以满足车载充电器体积小、重量轻的需求［6］。

单级结构会减少开关器件的数量，降低电路复杂程度，更有利于实现高转换效率和高功率密度，因此更适合车载充电器应用。已经有大量的学者提出了具有PFC功能的AC/DC变换电路。其中，高开关频率的Buck型PFC AC/DC变换结构由于可以减小滤波器的体积和重量，在电动汽车车载充电领域得到了广泛应用［7-10］。文献［9］采用3个IGBT与双向二极管并联的结构，文献［10］采用6个IGBT实现Buck型AC/DC变换［10］，虽然上述两种拓扑均能提高功率因数、减小AC侧滤波电感，并能得到一个稳定的DC侧输出电压，但是效率和功率密度不能满足车载充电电路需求。

为了提高变换效率，可以在OBC研究中引入软开关技术，应用最广泛的软开关拓扑有移相零电压软开关ZVS（zero-voltage-switching）和LLC谐振。移相ZVS拓扑的软开关范围小，对器件的寄生参数和变压器漏感过于敏感，系统参数设计难度大［11-13］。而LLC谐振拓扑电感和变压器设计要求严格，频率范围过宽也将增加电磁干扰EMI（electro-magnetic interference）滤波器的设计难度［14-15］。因此这两种结构均不适于负载变化范围大的OBC应用。

RobertW.Erickson和YungtaekJang提出了一种零电流软开关ZCS（zerocurrentswitching）三相AC/DC变换器，可以实现高功率因数和高质量的输入电流，通过采用多谐振结构，IGBT可以实现ZCS，续流二极管可以实现ZVS［16,17］。综合上述优缺点比较，本文以ZCS三相单开关BUCK整流电路为基础，采用两通道交错并联结构进行功率的热分布和纹波补偿，减小输出侧滤波电感和电容，实现高功率以及高功率密度［18］。由于电池负载电压、电流变化范围大，对于多谐振ZCS的软开关范围具有很大影响。本文重点分析了ZCS的实现条件，并进行了谐振原件参数设计。在分析了拓扑结构和工作原理的基础上，设计了8.5 kW OBC平台的硬件参数，并完成了8.5 kW样机搭建以及实验验证，并进行了电池三段式充电实验。实验结果与理论分析一致，最终证明该拓扑结构的正确性和可用性。

1 电路拓扑与工作原理

1.1 电路拓扑

本文提出的交错并联三相单开关Buck型多谐振ZCS OBC如图1所示。电路由输入侧滤波电感La、Lb、Lc、Las、Lbs、Lcs， 输入侧谐振电容 Cr1、Cr2、Cr3、Crs1、Crs2、Crs3，不可控整流桥 D1-D6,Ds1-Ds6,谐振电感Lr、Lrs，输出侧谐振电容Cd、Cds,续流二极管Dd、Dds，输出滤波电感Lf、Lfs和输出滤波电容Cf组成。交错并联的2个通道结构及控制方法完全一致，因此以下只对单通道的工作原理进行分析。

图3 交错并联三相ZCS OBC电路Fig.3 Proposed interleaved three-phase ZCS OBC

Cr1～Cr3，Cd和Lr组成一个多谐振结构从而保证IGBT工作在ZCS模式，Dd工作在ZVS模式，由于固定参数的多谐振电路谐振周期固定，因此采取了导通时间恒定调整开关频率的脉冲频率调制PFM（pulse frequency modulation）的控制方法，输出电压随着驱动频率的增加而升高。

1.2 电路工作模态分析

在本电路中，交错并联的2个通道采取完全相同的控制方法，驱动信号相位相差π。假设三相输入平衡且完全对称，只需分析30°区间即可。本文选取vA＞0＞vC＞vB的30°区间。为了简化分析过程，选取π/2的工作点进行分析。在π/2的工作点，A相输入电压vA和A相输入电流iA都达到了最大值,而且vB=vC=-0.5vA,vA=VPM。同理,iB=iC=-0.5iA,iA=IPM。在该工作点，B相和C相充放电过程完全同步。因此，后续省略了对Cr3的分析。开关频率远远高于交流输入频率，在一个开关周期内，输入电压和电流可以假设为一个恒定值。车载充电电路的理论工作波形如图2所示，各模态电路如图3所示。

图2 电路理论工作波形Fig.2 Ideal waveforms of the OBC

电路参数定义如下：vCr1～vCr3和 iCr1～iCr3分别表示输入侧谐振电容 Cr1～Cr3的电压和电流；vCd和 iCd分别表示输出侧谐振电容Cd的电压和电流；vLr和iLr表示谐振电感 Lr的电压和电流；vs和 is分别为IGBT的电流和电压；Iout和Vout分别为系统输出电流和电压；单通道输出电流为0.5 Iout；vA、vB、vC和i-A、iB、iC分别表示三相输入电压和电流；VPM和 IPM分别表示输入相电压和相电流的峰值。

图3 各模态等效电路Fig.3 Equivalent circuits of each interval

模态I（t0～t3）：D1-D6，S1和Dd关断，Cr1～Cr3由输入电流充电。本阶段中由Lr提供输出续流电流，Cd以iLr的速度放电。当vCd减小到0时Dd导通，本阶段结束。

模态II（t3～t7）：本阶段中Dd导通,D1～D6和S1关断。同样由Lr提供输出续流电流。模态II和模态I的区别在于续流电流不再通过Cd而是流过Dd。S1导通后本阶段结束。

模态III（t7～t8）：D1，D5，D6，S1和Dd导通，其他开关器件关断。Cr1～Cr3和Lr发生谐振，当iLr增加到0后本阶段结束。

模态 IV （t8～t10）：D1，D5，D6和 S1导通，D2～D和Dd关断，Cd，Cr和Lr发生谐振，Cd由iLr充电。当Cr两端电压减小到0后本阶段结束。

模态V（t10～t11）：D1～D6和S1导通，Dd关断。Lr和Cd发生谐振，本阶段iS1可分为两部分：一部分由输入电流提供；超出输入电流的部分由整流桥二极管续流，因此本阶段D1～D6全部导通。当iS1减小到0.5IPM后本阶段结束。一旦iS1＜0.5IPM，则iCr1＞0,输入侧电容将开始充电。

模态VI（t11～t12）：D1，D5，D6和 S1导通，D2～D4和Dd关断，Cr、Cd和Lr发生谐振。当iS1减小到0后本阶段结束，在此之后 S1可以实现ZCS。

2软开关条件分析

在上述模态分析的基础上，着重对软开关实现条件进行了分析。系统不能实现软开关的情况分为以下两种：

（1）硬件参数不满足ZCS需求；

（2）硬件参数合理，而驱动信号不匹配。

2.1 硬件参数不合理

为了实现软开关，上一工作模态需为下一模态提供条件。从图4中的系统理论工作波形以及上述工作模态分析，可以推导出软开关实现的约束条件：

（1）模态I和模态II时间要足够长，Cr1～Cr3才能储存足够的能量，从而保证谐振电感电流谐振到正值。即谐振电流增大到零后，Cr1～Cr3还没有完全放电。

（2）Cr完全放电时，谐振电感电流必须为正。

（3）模态V和模态VI，Lr和Cd进行谐振。只有当Cd储存足够的能量时，谐振电感的电流才能达到0.5Iout，iS可以达到0，从而实现ZCS。

2.2 驱动信号不匹配

驱动信号不匹配时主要参数波形如图4所示。分析可得，只有当硬件参数与驱动信号匹配的情况下才能实现ZCS。如图6（a）所示，如果IGBT在iS1减小到0之前关断，显然不能实现ZCS。如图6（b）所示，如果在vS1增加到正值之后，IGBT上仍然有开通信号，则S1将会重新导通，从而不能实现ZCS。

图4 驱动信号不匹配情况下主要参数理论波形Fig.4 Theoretical waveforms with mismatch driving signal

2.3 硬件参数设计

考虑到在充电过程中负载电压和电流均会发生变化，选取了一组在全负载变化范围内均能实现软开关的硬件参数，如表1所示。

3 三段式充电控制策略

为了延长蓄电池使用寿命，采用如图5所示的三段式充电控制方法，3个阶段分别为：恒流充电阶段、恒压充电阶段和浮充阶段。恒流阶段采用50 A电流充电，当电池电压升高到400 V后，恒流阶段结束。恒压阶段采用400 V的电压充电，当充电电流减小到5 A后，恒压阶段结束。浮充阶段采用350 V定电压充电，充电电流逐渐减小。受限于实验室条件，采用电阻负载代替电池负载，并通过调节负载阻值模拟电池特性。三段式充电电压、电流以及负载阻止变化参数如表2所示。车载充电流程如图5所示。

表1 样机器件参数Tab.1 Main components of the prototype

表2 三段式充电参数Tab.2 Three-stage charging parameters

图5 车载充电程序流程Fig.5 Flow chart of the OBC charging process

4 实验验证

为了验证理论分析的准确性，建立了两通道交错并联的车载OBC实验平台进行了实验验证，并模拟了电池三段式充电实验过程。

4.1 最大功率输出实验

实验最大输出功率为8.5 kW，实验参数为：输入线电压230 V，直流输出200 V，负载6 Ω，驱动频率30 kHz，导通时间15 μs。实验波形如图6所示。图6（a）为输入侧AB相线电压与A相电流；图6（b）为IGBT端电压、IGBT电流、单通道谐振电感电流和两通道总输出电流，由该组实验波形可得，实验波形与理论波形完全一致，IGBT能够实验ZCS；输入电流THD为4.3%，功率因数为0.98，变换效率为93.7%。

图6 8.5 kW实验波形Fig.6 Experimental results under 8.5 kW

4.2 三段式充电实验

受实验条件限制，采用多个功率电阻模拟电池负载，并通过切换负载阻值的方法模拟三段式充电及阶段变换的过程。由于实验中采用空气开关切换负载阻值，为了确保实验安全只模拟了小功率的三段式充电过程。三段式充电模拟实验各阶段参数设置如表3所示。

表3 三段式充电模拟实验参数Tab.3 Three-stage charging simulating experiment parameter setting

4.2.1 恒流充电阶段

恒流阶段以及恒流恒压阶段切换实验波形如图7所示。图7（a）为输入90 V线电压，负载9 Ω，输出电流10 A情况下的IGBT端电压、电流和输出电流波形，此时驱动频率为29 kHz。通过实验波形可知，在恒流充电阶段IGBT能够实现ZCS。图7（b）为将负载阻值从9 Ω切换到15 Ω，实验结果表明系统能够自动从恒流充电阶段切换到恒压充电阶段，输出电流在2.5 ms内由10 A减小到8 A，并且切换过程中没有出现过冲。

图7 恒流阶段及恒流恒压阶段切换实验波形Fig.7 Experimental results under constant current charging mode and transition from constant current stage to constant voltage stage

4.2.2 恒压充电阶段

恒压充电阶段实验波形如图8所示。图8（a）为输入110 V线电压，负载15 Ω，输出电压120 V情况下的IGBT端电压、电流和输出电流波形，此时驱动频率为25 kHz。通过实验波形可知，在恒压充电阶段IGBT能够实现ZCS。图8（b）为将负载阻值从15 Ω切换到40 Ω的实验波形，结果表明系统能够自动从恒压充电阶段切换到浮充充电阶段，输出电流在3.2 ms内由8 A减小到2.5 A，并且切换过程中没有出现过冲。

图8 恒压阶段及恒压浮充阶段切换实验波形Fig.8 Experimental results under constant voltage charging and transition from constant voltage stage to float charging stage

4.2.3 浮充充电阶段

图9为输入120 V线电压、负载40 Ω、输出电压100 V情况下的IGBT端电压、电流和输出电流波形，此时驱动频率为25 kHz。通过实验波形可知，在浮充充电阶段IGBT能够实现ZCS。

4.3 效率、PF和THD统计

通过实验可以测出实验平台的效率、畸变率THD（total harmonic distortion）和功率因数PF（power factor）曲线，分别如图10所示。分析可得，随着功率增加系统转换效率维持在93.5%～94.0%区间内。在本文所达到的最高8.5 kW输出功率的情况下输入电流THD为4.3%，PF为0.98。

图11 浮充阶段实验波形Fig.11 Experimental results under float charging

图10 效率曲线、THD和PF曲线Fig.10 Curves of measured efficiency,THD and PF

5 结语

本文提出了一种交错并联三相ZCS OBC电路，满足OBC高效率高功率密度的需求。首先着重分析了电池负载输出电压、电流大范围波动情况下的ZCS实现条件。最后建立了8.5 kW的实验平台，并进行了实验，结果与理论分析一致，测得效率为93.5%，功率因数0.98，THD为4.3%。利用电阻负载模拟电池阻抗进行了三段式充电测试，整个充电过程均能实现ZCS，并且系统能够实现三阶段的自动切换且切换过程无过冲，证明该电路电动汽车OBC应用。

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Three-phase High-power and Zero-current-switching OBC for Plug-in Electric Vehicles

WANG Yifeng,LI Wei
（Key Laboratory of Smart Grid of Ministry of Education,Tianjin University,Tianjin 300072,China）

In this paper,an interleaved high-power zero-current-switching（ZCS）onboard charger（OBC）based on the three-phase single-switch buck rectifier is proposed for application to plug-in electric vehicles（EVs）.The multi-resonant structure is used to achieve ZCS of IGBTs and zero-voltage-switching（ZVS）of the fly-wheel diodes,which can meet the high power,high efficiency and high power density requirements of OBC.This paper analyzed the operating stages.This study mainly focused on the border conditions of ZCS converting with a battery load.Based on the theoretical analysis,a set of circuit parameters are selected.Furthermore,an 8.5 kW prototype is established,three-stage charging process is carried out by using the equivalent resistive load to simulate the battery load characteristics,stage transition is realized by adjusting the load resistance.The experimental results show that the proposed OBC can automatically accomplish the charging stage transition without current and voltage overshoot.

zero-current-switching（ZCS）;interleaved parallel;electric vehicle;onboard charger

王议锋

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．2.085

TM 315

A

王议锋（1981-），男，博士，讲师，研究方向：先进电力电子技术在电网中的应用，E-mail：wayif@tju.edu.cn。

2016-11-08

李微（1990-），女，通信作者，博士研究生，研究方向：电动汽车充电软开关变换器以及直流微网储能变换器，E-mail：

liweitju@tju.edu.cn。