基于GMR-1系统下行链路的π/4-CQPSK解调方法

牛慧莹

(中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081)

基于GMR-1系统下行链路的π/4-CQPSK解调方法

牛慧莹

(中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081)

针对GMR-1系统下行链路BCCH和TCH3信道的接收，分析了GMR-1下行信道的时隙结构和π/4-CQPSK调制特性，提出了一种基于GMR-1系统下行链路的π/4-CQPSK解调方法。通过FCCH信道实现频偏估计和时隙同步，利用独特字进行信道估计和内插，并对时隙边缘部分的信道估计值进行修正，从而实现对BCCH和TCH3信道π/4-CQPSK的解调。仿真结果表明，在信噪比大于7 dB的情况下，该算法可以实现对GMR-1系统下行链路π/4-CQPSK的正确解调。

GMR-1；π/4-CQPSK；解调；独特字

0 引言

Geostationary Earth Orbit Mobile RadioInterface(GMR-1)是欧洲电信标准委员会制定的地球同步卫星移动通信标准，由全球移动通信系统标准衍化而来。GMR-1卫星移动通信系统提供话音、数据、传真、点对点短信服务和小区广播短信消息业务等基于同步卫星的移动通信业务[1]，还可以通过公共电信交换网络实现世界范围内的互联。

GMR-1标准定义的GEO卫星移动通信传输模型分为物理层、数据链路层和网络层[2]。物理层规定前向链路采用频分双工/时分复用方式，对应各种物理信道，配置了不同的逻辑信道，其中用于传输广播信息的BCCH信道和话音业务的TCH3信道采用π/4-CQPSK(Coherent Quadrature Phase Shift Keying)调制方式[3]。因此为实现GMR-1系统下行链路广播信息和业务信道的解析，本文分析了GMR-1系统下行链路时隙结构和π/4-CQPSK调制特性，提出了针对GMR-1下行链路BCCH和TCH3信道的π/4-CQPSK解调算法。

1 π/4-CQPSK调制

π/4-CQPSK是在QPSK基础上发展起来的一种线性数字调制技术，属4相数字调制，具有较高的频谱利用率和较强的抗干扰性能[4]。QPSK调制利用4种双比特码元来表示载波的4种不同的载波相位，如图1(a)所示。当传输码元发生变化时，如从00变化到11时，载波相位从45°跳变到225°，载波相位发生180°翻转，载波包络过零点，导致功率谱扩散，从而造成信号带限失真。并且由于包络起伏较大，调制信号的峰均比也较大，从而降低了功放的效率，增加了使用功放的成本[5]。

π/4-CQPSK信号的相位星座图如图1(b)所示，即每次相位跳变最大为135°，存在8个相位值，其信号形式如式(1)所示[6]：

(1)

式中，

T为符号周期；p(t)为系统规定的功率斜升函数；h(t)为滚降系数为0.35的根升余弦滤波器的冲击响应；N为信号持续时隙数，取值为2，3，4，6和9。

图1 QPSK和π/4-CQPSK星座图

数据比特和调制符号的映射关系如表1所示。

表1 π/4-CQPSK调制符号

由式(1)可知，π/4-CQPSK调制的载波相位是当前码元对应相位与π/4整数倍之和，且不存在180°跳变。与QPSK相比，π/4-CQPSK信号具有功率谱旁瓣衰减快、峰均比小和对功放要求低等优点[7]。此外，π/4-CQPSK抗多径衰落性能也较好，特别适用于蜂窝移动通信和卫星通信[8]。

2 GMR-1系统下行信道结构

GMR-1系统采用了相对简单的帧结构，以帧为单位，每帧分为24个时隙，每个时隙持续5/3 ms，1个时隙包含78 bit。

GMR-1系统下行信道包括频率校正信道(FCCH)、广播信道(BCCH)、允许接入信道(AGCH)、寻呼信道(PCH)、快速随路信道(FACCH3)和业务信道(TCH)等，其结构如图2所示[9]。由图2可以看出，FCCH和BCCH都是从每帧的0号时隙开始，BCCH在FCCH之后2帧出现。而FACCH3和TCH3并无确定的频点和时隙位置，而是由AGCH进行分配。

图2 GMR-1系统下行信道结构

FCCH信道承载线性调频信号(Chirp Signal)，用于终端在FCCH信道上对频率误差进行估计[10]，由图2可知还可以用于BCCH信道的时隙同步。

BCCH用于广播系统信息并通知终端定时信息，采用π/4-CQPSK调制，突发占据6个时隙，时隙结构如表2所示。

表2 BCCH突发时隙结构

TCH3信道承载正常的通话语音，采用π/4-CQPSK调制，突发占用3个连续时隙，时隙结构如表3所示。

表3 TCH3突发时隙结构

由表2和表3可以看到，BCCH和TCH3的突发中都插入了独特字(Unique Word，UW)。GMR-1系统中，不同的独特字可以用来区分包含信令或者用户信息(语音、数据)的不同突发。

3 π/4-CQPSK解调

GMR-1系统π/4-CQPSK的解调处理流程如图3所示，首先通过FCCH信道捕获实现时隙同步和频偏估计，再检测独特字并进行信道估计和内插，最后根据信道估计值进行信道补偿和星座判决，从而完成解调流程。

图3 GMR-1系统π/4-CQPSK解调处理流程

3.1 FCCH信道捕获

为解决收发两端的频率偏差问题，GMR-1系统下行点波束TDM帧中插入了3个时隙的FCCH逻辑信道，使得终端可通过接收FCCH信道实现频率同步。FCCH信道承载的线性调频信号为：

(2)

FCCH信道的Chirp信号可以分为上、下2个扫频信号相加的形式[11]，有

(3)

式中，u(t)为上扫频信号；d(t)为下扫频信号。

接收端的FCCH信号可以表示为：

r(t)=ej2πfd t(u(t+td)+d(t+td))。

(4)

式中，fd为收发信机之间的频差；td为本地信号与接收信号之间的时延。

为完成FCCH信道捕获及fd和td的计算，需要将本地的上下扫频信号与接收信号进行相关。上扫频信号与接收信号相关运算式为：

(5)

式中，第1项是Chirp信号；第2项是个单频信号，其频率为f1=fd-0.64td/117T2。同理，下扫频信号与接收信号相关得到的单频信号频率f2=fd+0.64td/117T2。因此fd和td可以由式(6)得到：

(6)

由于f1和f2是通过上下扫频信号与接收信号进行相关运算之后的频谱计算得到的，而FCCH长度为3个时隙共117个符号，其频率分辨率fres为23.4 kHz/117=200 Hz。在这样比较低的分辨率下计算出的频偏fd与实际频偏相比，仍存在细小的偏差，此时需要通过独特字对细频偏进行估计和补偿。

3.2 信道估计

由表2和表3可知，BCCH和TCH3等信道传输的数据符号之间插入了独特字，其中BCCH信道的独特字比特如表4所示，可以通过独特字的相关来实现信道检测和同步；而在对信道进行解调时，独特字可以作为导频符号来纠正相位模糊并进行信道估计。

表4 BCCH和TCH3独特字

设yp和xp分别代表导频位置上的接收符号和发送导频符号，则独特字位置的信道估计值hp可以表示为：

(7)

计算得到导频位置的信道估计值后，需要进行内插得到数据位置的信道估计值。由于BCCH信道中存在3段独特字，可以使用高斯内插方法。高斯内插过程中需要用到相邻3个导频信号，是一种曲线拟合，其内插公式为[12]：

hk=l1hp-N+l0hp+l-1hp+N。

(8)

式中，内插系数为l1=α(α-1)/2，l0=(α+1)(α-1)，l-1=α(α+1)/2，α=(k-p)/N；p=122为导频位置；123≤k≤197为数据符号位置；N=80为相邻2个导频的间隔。数据位置为40≤k≤119的信道估计值同样可以由式(9)计算得到。

当接收机静止或者低速运动时，卫星信道为慢衰落信道，式(8)中导频点的信道估计值可以由多个导频点的平均值来替代，以减少噪声和其他未知干扰的影响，有

(9)

而在独特字的两端，即3≤k≤28和201≤k≤231的数据位置，无法通过内插得到信道响应值，这时需要对边缘部分进行特殊处理。首先，由于信道处于慢衰落状态，可以将前一个位置的信道估计值作为当前位置的估计值对数据符号进行信道补偿，从而得到当前位置的判决符号，有

sjudge,k=yke-jkπ/4conj(hk-1)。

(10)

然后再利用判决符号Sjudge,k对当前信道估计值进行修正，有

hk=ejπ/4conj(yke-j(k+m)π/4)。

(11)

式中，k为数据符号位置；m为判决符号的相位旋转因子，0≤m≤3，其取值由sjudge,k所在像限决定。

BCCH序列3≤k≤28和201≤k≤231数据位置的信道响应值可以按式(10)和式(11)依次求解。由表3可知TCH3数据位置为3≤k≤28和35≤k≤114，其相应的信道估计值同样可以通过式(7)、式(8)、式(9)、式(10)和式(11)计算得到。

3.3 符号判决

BCCH和TCH3的信道估计值hk计算完成后，可以由式(12)得到判决符号Sjudge,k：

sjudge,k=yke-jkπ/4conj(hk)。

(12)

然后对sjudge,k按表5进行判决即可完成BCCH和TCH3信道的解调。而π/4-CQPSK调制进行kπ/4相位旋转之前的4个原始星座点(1,0)，(0,1)，(-1,0)和(0,-1)都在坐标轴上，因此在式(7)中对接收信号进行π/4的相位旋转，从而将解调出的星座点旋转到对角线上以方便判决。

表5 符号判决

4 仿真结果分析

利用采集的GMR-1系统下行信号进行仿真和分析。在对GMR-1下行信号进行接收时，首先需要完成FCCH信道捕获，其捕获在一个滑动窗中进行，记录每次上扫频和下扫频的峰值频率，如图4(a)所示；然后计算上扫频与下扫频峰值变化曲线的差值，差值最小的点即可判为最佳采样点，如图4(b)所示，并可根据式(6)计算出频偏fd。

完成FCCH信道捕获后，即可实现BCCH信道的同步、频偏校正和最佳采样点的选取。但fd和实际频偏相比，仍存在细小的偏差，且同时存在信道特性影响，此时的星座图如图5(a)所示，星座点完全无法分开；在通过独特字进行信道估计和内插并对信道的频偏和衰落进行补偿后，解调出的星座图如图5(b)所示，4个星座点已经可以很清晰地呈现出来。

图4 FCCH信道捕获和频偏估计

图5 信道补偿前后的解调星座图

对信噪比从12～5 dB的接收信号依次进行解调得到的星座图如图6所示。从图6可以看出，在信噪比大于7 dB的情况下，采用该解调方法可实现下行π/4-CQPSK信号的可靠接收。

图6 不同信噪比下解调星座图

5 结束语

π/4-CQPSK调制解调技术以其峰均比较小、抗多径衰弱能力较好的特点，广泛应用在各类GEO卫星移动通信系统中。本文通过对GMR-1系统下行信道时隙结构和π/4-CQPSK调制特性的分析，提出了针对GMR-1系统下行链路的π/4-CQPSK解调算法。该算法通过FCCH信道捕获进行频偏估计和最佳采样点选取，利用独特字进行信道估计，并对边缘部分的信道估计值进行修正，从而实现对BCCH和TCH3等信道π/4-CQPSK解调。仿真结果表明，在信噪比大于7 dB的情况下，该算法可以实现对GMR-1系统下行链路调制样式为π/4-CQPSK的BCCH和TCH3等信道的正确解调，并为后续的上层协议解析和信源恢复等工作提供有力支撑。

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牛慧莹 男，(1984—)，工程师。主要研究方向：通信信号分析。

π/4-CQPSK Demodulation Algorithm for Downlink of GMR-1 System

NIU Hui-ying

(The54thResearchInstituteofCETC,ShijiazhuangHebei050081,China)

With respect to the reception of BCCH and TCH3 in the downlink of GMR-1 system,the paper analyzes the timeslot structure of physical channel and modulation characteristics of π/4-CQPSK in the downlink of GMR-1 system,and proposes a π/4-CQPSK demodulation algorithm for GMR-1 downlink system.This technology uses FCCH to realize frequency offset estimation and timeslot synchronization,and utilizes unique words for channel estimation and interpolation.Then by modifying the channel estimation value on the edge of the timeslot,it realizes the π/4-CQPSK demodulation of BCCH and TCH3.The simulation results show that when the SNR is greater than 7 dB,this method can demodulate π/4-CQPSK signal accurately in the downlink of GMR-1 system.

GMR-1;π/4-CQPSK;demodulation;unique word

10.3969/j.issn.1003-3106.2017.03.18

牛慧莹.基于GMR-1系统下行链路的π/4-CQPSK解调方法[J].无线电工程,2017,47(3):70-74.

2016-11-09

国家自然科学基金资助项目(81370038)。

TN911

A

1003-3106(2017)03-0070-05