一种适用于架空线柔性直流输电的增强型四电平子模块拓扑

李城达

(国网浙江省电力公司杭州供电公司，浙江 杭州 310000)

一种适用于架空线柔性直流输电的增强型四电平子模块拓扑

李城达

(国网浙江省电力公司杭州供电公司，浙江 杭州 310000)

架空线柔性直流输电技术在高压直流断路器尚未达到大规模商业化应用阶段，采用具有直流故障自清除能力的换流器拓扑具有重要的工程意义。基于改进型子模块的模块化多电平直流输电技术，提出了一种具有直流故障自清除能力的增强型四电平子模块(enhanced four level sub-module, EFLSM),可以独立控制每个电容的投切状态，任意输出3电平到0电平之间的4种电平，与现有的全桥子模块以及箝位双子模块相比，子模块在保证直流故障自清除能力的基础上，每个电容所平摊的半导体器件数有所下降，换流器损耗已接近传统的半桥子模块型模块化多电平换流器的水平。最后，应用电力系统计算机辅助设计和电磁暂态模拟程序软件(power system computer aided design and electric magnetic transient in DC system, PSCAD/EMTDC)搭建时域仿真模型进行仿真计算，验证所提拓扑的有效性。

模块化多电平换流器；架空线输电；改进型子模块；增强型四电平子模块

随着电力电子技术的发展，电压源换流器型高压直流输电(voltage source converter based high voltage direct current，VSC-HVDC)技术已经成为目前学术研究的热点。近年来，模块化多电平换流器型高压直流输电技术(modular multilevel converter based high voltage direct current，MMC-HVDC)已成为高压直流输电的主流发展趋势[1-4]。与传统的两电平和三电平拓扑相比，MMC-HVDC具有输出波形质量好、损耗低、可扩展性好等优点，已广泛应用于风电、太阳能等新能源并网领域，目前国内已有上海南汇直流输电示范工程、浙江舟山多端柔性直流输电示范工程、广东南澳多端柔性直流输电示范工程投入运行。

基于传统半桥子模块(half bridge sub-module，HBSM)的MMC-HVDC在发生直流线路故障且换流器闭锁之后，交流系统依旧可以向直流系统注入短路电流，直流系统必须通过跳开交流断路器来限制短路电流，这也正是制约MMC-HVDC应用到架空线输电场合的最主要因素[5],为此，目前已投运的MMC-HVDC工程中绝大多数都采用直流电缆作为输电线路。

目前主要有2种思路来处理MMC-HVDC的直流侧故障：在所有直流线路的首末两端装设高压直流断路器[6]。目前，基于半导体器件和超快速机械开关的混合型高压直流断路器具有开断电流大，动作时间快等优点，非常适合于应用到未来的柔性直流输电系统当中。基于技术成熟度以及设备投资的考虑，目前在实际工程中没有使用高压直流断路器的。采用具有直流故障自清除能力的换流器，其中基于改进子模块的MMC-HVDC拓扑最具有发展潜力[5]。利用换流器自身控制实现直流侧故障的自清除，具有无需机械开关动作、系统恢复速度快等优点。寻找具有直流故障穿越能力的新型电压源换流器也成为了目前的研究热点。目前比较常规的改进型子模块有全桥子模块(full-bridge sub-module，FBSM)和箝位双子模块(Clamped double sub-module，CDSM)等[7-9]。与HBSM相比，目前已有的改进型子模块的经济性较差，因此研究一种具有直流故障自清除能力的新型子模块拓扑显得很必要。

针对现有技术缺陷，本文提出了一种具有直流故障自清除能力的增强型四电平子模块(Enhanced four level sub-module，EFLSM)，与FBSM和CDSM相比经济性都有所提升，尤其适用于架空线路场合的MMC-HVDC。最后，基于电力系统计算机辅助设计和电磁暂态模拟程序软件(power system computer aided design and electric magnetic transient in DC system, PSCAD/EMTDC)中搭建的仿真模型，验证了所提拓扑的有效性。

1 MMC-HVDC的基本原理

MMC-HVDC的基本结构如图1所示。每个换流器由3个相单元组成，每个相单元分为上、下2个结构对称的桥臂。每个桥臂都由N个串联的子模块以及桥臂电感L组成[10-11]。

VT即 IGBT，为绝缘栅双极型晶闸管，insulated gate bipolar transistor的缩写；VD为变容二极管，varicap diode的缩写; uu、iu、uup,u、udown,u、iup,u以及idown,u分别为换流器的相交流出口电压、交流出口电流、上桥臂电压、下桥臂电压、上桥臂电流和下桥臂电流。udc和idc分别为换流器的直流电压和直流电流。P和Q分别为换流器交流侧输出的有功功率和无功功率。SMj(j=1,2,…,N)为桥臂中的第j个子模块。图1 MMC-HVDC的基本结构

根据ABB公司的工程经验，半桥子模块性MMC-HVDC的直流故障处理步骤大致可以分为直流故障检测；换流器闭锁；跳开交流断路器；直流故障电流消失，故障弧道去游离化；闭合交流断路器，换流器进入SVC模式运行，直流传输功率恢复。直流故障处理的整个过程大概需要2～2.5 s，显然对于交流系统的冲击较大，不利于交流系统安全稳定运行[12]。

为此，Marquardt提出了基于改进型子模块的MMC-HVDC拓扑，子模块采用FBSM或者CDSM，子模块结构如图2(a)和(b)所示。

图2 全桥子模块和箝位双子模块的基本结构

正常运行状态下，可以通过VT的开通情况来控制子模块输出电压。当发生直流侧故障，所有VT模块闭锁之后，两种子模块对外等效为带电的电容与VD的串联形式，如图3所示，即VD阳极到阴极方向与故障电流一致，使故障弧道迅速熄灭，整个熄弧过程大约在几毫秒之内完成[7, 13]。

图3 闭锁后全桥子模块和箝位双子模块的电流通路

相对于HBSM，这两种子模块的缺点在于额外引入半导体器件及其带来的额外损耗。相同工况下，FBSM型换流器的损耗比传统HBSM型换流器要高70%；CDSM型换流器的损耗比传统HBSM型换流器要高35%[14]。

2 增强型四电平子模块拓扑及运行原理

2.1 子模块拓扑结构

增强型四电平子模块拓扑基本结构如图4所示。该子模块由7个VT(VT1—VT7)、10个VD(VD1—VD10)及3个电容(C1、C2、C3)组成。正常运行时，子模块电压的正方向如图4所示，定义子模块电流正方向为从B点到A点，反之则为负。

图4 增强型四电平子模块拓扑

定义一个VT和它的反向并联二极管为一个开关组，开关函数为Si(i=1～7)，Si为1时表示第i个开关组导通，Si为0时表示第i个开关组关断。假设子模块电容电压为uC，子模块电流为iSM，子模块电压为uSM。那么在稳态运行模式中，EFLSM可能有8种运行状态；在闭锁模式中，EFLSM可能有2种运行状态。子模块开关组的开关状态、子模块电流和子模块电压的关系见表1。

表1 EFLSM开关状态

状态编号S1S2S3S4S5S6S7USM10110101020101101uC31010101uC40110011uC510100112uC610011012uC701010112uC810010113uC9(iSM>0)0000000-2uC10(iSM<0)00000003uC

2.2 态运行模式分析

从表1可以发现，正常运行模式下，开关组S7一直处于导通状态，通过控制开关组S1—S6的开关状态，可以控制子模块输出0～3uC4种电平。下面以子模块电流iSM>0 的情况(子模块电流iSM<0 时的结论类似)，分析各种状态下半导体器件的开通关断情况。各状态电流通路如图5(a)至(h)所示(长虚线和短虚线分别表示不同电流极性下的电流通路)。具体分析如下：

状态1。当子模块处于状态1时，如图5(a)所示，子模块电容C1—C3都处于旁路状态，子模块电压为0，此时，S2、S3、S5开通，S1、S4、S6关断，电流通路为B→VD5→VD3→VT7→VD2→A。

状态2。当子模块处于状态2时，如图5(b)所示，子模块电容C2处于导通状态，子模块电容C1和C3处于旁路状态，子模块电压为UC，此时，S2、S4、S5开通，S1、S3、S6关断，电流通路为B→VD5→VT4→C2→VT7→VD2→A。

状态3。当子模块处于状态3时，如图5(c)所示，子模块电容C1处于导通状态，子模块电容C2和C3处于旁路状态，子模块电压为UC，此时，S1、S3、S5开通，S2、S4、S6关断，电流通路为B→VD5→VD3→VT7→C1→VT1→A。

状态4。当子模块处于状态4时，如图5(d)所示，子模块电容C3处于导通状态，子模块电容C1和C2处于旁路状态，子模块电压为UC，此时，S2、S3、S6开通，S1、S4、S5关断，电流通路为B→VT6→C3→VD3→VT7→VD2→A。

状态5。当子模块处于状态5时，如图5(e)所示，子模块电容C2处于旁路状态，子模块电容C1和C3处于导通状态，子模块电压为2UC，此时，S1、S3、S6开通，S2、S4、S5关断，电流通路为B→VT6→C3→VD3→VT7→C1→VT1→A。

状态6。当子模块处于状态6时，如图5(f)所示，子模块电容C3处于旁路状态，子模块电容C1和C2处于导通状态，子模块电压为2UC，此时，S1、S4、S5开通，S2、S3、S6关断，电流通路为B→VD5→VT4→C2→VT7→C1→VT1→A。

状态7。当子模块处于状态7时，如图5(g)所示，子模块电容C1处于旁路状态，子模块电容C2和C3处于导通状态，子模块电压为2UC，此时，S2、S4、S6开通，S1、S3、S5关断，电流通路为B→VT6→C3→VT4→C2→VT7→VD2→A。

状态8。当子模块处于状态8时，如图5(h)所示，C1—C3都处于投入状态，输出状态为3uC，此时S2、S3、S5关断，S1、S4、S6开通，电流通路为B→VT6→C3→VT4→C2→VT7→C1→VT1→A。

图5 各种状态下子模块的电流通路

对比图5(a)至(h)可以发现，通过合理地控制控制开关组S1—S6的开关状态，可以独立地控制子模块电容C1—C3的投切状态。因此在稳态运行状态下,可以把一个EFLSM等效为3个独立控制的HBSM，可以把传统半桥子模块型MMC-HVDC的内外环控制策略和电容电压平衡策略直接移植到EFLSM场合来使用。

2.3 闭锁模式分析

MMC-HVDC子模块闭锁模式一般在以下3种情况下被激活：

情况1。当直流侧发生故障后，需要立即封锁所有VT的触发信号以帮助实现故障电流弧道清除，以防止故障进一步发展和浪涌电流损坏器件。

情况2。虽未发生直流故障但由于调度运行、检修计划或其他原因，需要换流器闭锁以实现正常退出。

情况3。由于VT触发电路是通过电容分压取能的，自励预充电时电容不带电，故VT因缺乏必需的能量而无法触发。

EFLSM处于闭锁状态时的等值电路与流经其的电流方向密切相关，如图6所示。

图6 子模块闭锁模式

从图6可看到，子模块对外等效为带电的电容CSM与二极管的串联形式，二极管阳极到阴极方向与故障电流一致。根据子模块电流方向不同，可以将其分为A型和B型。其中，EFLSM的等效电容CSM和子模块电压uSM分别由式(1)和式(2)确定，即

(1)

(2)

由图6也可知道，从直流侧看过去，EFLSM具有直流故障电流抑制能力，因为无论故障电流初始方向如何，对于闭锁后的模块电容而言都是充电，这样一方面直流侧故障能量会迅速被吸收并储存在电容上；另一方面，二极管的单向导电性和模块电容提供的反电势加速了故障电流的熄弧过程。

从交流侧看过去，根据桥臂电流的不同，闭锁后换流站桥臂等效电路有两种形式，如图7所示。

图7 闭锁后桥臂等效电路

此时交流系统馈入换流器或直流网络的潜在通路有两种：经换流器内部两相上桥臂(或下桥臂)构成的路径；经换流器两相上下桥臂和直流侧故障弧道构成的路径。因此保证换流器完全闭锁、故障弧道不复燃的条件是上述两种回路内级联模块电容提供的反电势大于交流线电压幅值，最终利用二极管反向阻断特性完成闭锁，即

(3)

式中：M为每桥臂子模块个数；um为交流侧相电压幅值。

不考虑冗余，桥臂级联电容的额定电压之和等于直流电压,即

(4)

一般情况下，直流电压和交流相电压峰值之间的关系可以用调制比k(k<1)来描述,即

(5)

综合式(4)、式(5)，发现式(3)显然成立，因此换流器能够保证完全闭锁且故障弧道不复燃。

3 典型子模块的性能比较

换流器的成本在一定程度上和半导体器件个数成正相关，因此首先从半导体器件个数来比较几种典型子模块的经济性。考虑一个±180 kV的换流器，假定子模块的电容额定电压uC,N均为2 kV，对比结果见表2。

表2 ±200 kV换流器采用不同子模块器件个数对比

*:表示对每个桥臂中器件总数以电平数进行归一化。

通过表2的对比可知，HBSM中每个电平对应的平均器件数最小，因此基于HBSM的MMC-HVDC经济性最好。在具有直流故障自清除能力的其余3种子模块当中，FBSM中每个电平对应的平均器件数最大，经济性最差。EFLSM中每个电平对应的平均器件数最小，经济性最好。

表3给出了子模块电容所有可能的投切状态下平均导通器件个数和相应换流器损耗的相对大小[14]。

表3 不同子模块换流器损耗对比

子模块类型电流极性电容状态每个电容平均导通器件数换流器损耗∗/%HBSM+-+-投入旁通1VT1VD1VD1VT100FBSM+-+-投入旁通2VT2VD1VD+1VT1VD+1VT170CDSM+-+-投入旁通15VT15VD1VD+05VT05VD+1VT135EFLSM+-+-投入旁通133VT133VD1VD+033VT033VD+1VT123

*表示根据文献[14]的数据进行估算。

通过表3的对比可知，在所有状态下，HBSM的每个电容平均的导通器件个数最小。具有直流故障自清除能力的其余3种子模块当中，EFLSM中每个电容平均的导通器件个数比FBSM和CDSM都要小。因此，由EFLSM构成换流器的损耗也要小于FBSM和CDSM的情况。需要指出，EFLSM中VT7和VD7组成的开关组以及CDSM中VT0和VD0组成的开关组一直处于导通状态，这部分开关组上只存在通态损耗。其他开关组的开关状态并不保持恒定，这些开关组上存在通态损耗和开关损耗。根据文献[14]中典型工况下的计算结果，一直处于导通状态开关组的损耗与其他开关组的最大损耗几乎相等，因此一直处于导通状态开关组的散热要求与其他开关组相比并没有显著不同。

4 仿真验证

4.1 仿真算例

验证EFLSM的有效性，在PSCAD/EMTDC中搭建了两端直流输电系统模型，系统主接线如图8所示，主回路参数见表4。2个换流站容量均为400 MW，直流电压400 kV。算例系统采用最近电平逼近调制策略，每桥臂由6个EFLSM级联构成，相当于每个桥臂能输出19个电平。

图8 仿真系统结构

表4 算例系统主回路参数

内容参数值直流电压Udc/kV400有功功率P/MW400交流系统电压Uac220变压器变比220/200变压器漏抗标幺值LT01每桥臂级联子模块数6子模块电容C/μF2000子模块额定电容电压uC/kV2222桥臂电抗L/mH75直流侧平波电抗L0/mH100

4.2 仿真结果和分析

假设在t=1.0 s 时，直流线路发生瞬时性接地故障，5 ms之后，闭锁换流站以清除故障电流；故障发生200 ms之后，直流故障彻底清除，解锁换流站触发信号，换流站逐渐恢复正常运行状态。图9至图14分别给出了故障前后换流站主要电气量的时域仿真波形。

图9 换流变阀侧电压曲线

图10 换流变阀侧电流曲线

图11 换流器直流电压曲线

图12 换流器直流电流曲线

图13 EFLSM各电容电压曲线

图14 换流站有功功率曲线

如图9和图11所示，系统发生直流短路故障之后，换流器交流侧电压和直流侧电压迅速下降；如图10和图12所示，换流站直流电流和交流电流迅速上升，5 ms时的幅值已分别超过9 kA和4 kA。考虑到此时桥臂电流中直流分量占据了主导作用，换流器闭锁瞬间桥臂电流的方向与图1中桥臂电流的参考方向相反，子模块对外呈现出如图6 A-EFLSM所示等效电路。

与此对应，闭锁后换流器桥臂可以等效为如图7中形式A所示的电容反向电路。考虑到二极管的箝位作用，故障电流相当于对桥臂等效电容进行充电。一方面，电容反向电路产生反向电势吸纳直流网络能量，迫使故障直流电流迅速熄灭；另一方面，电容反向电路同时还阻隔交流系统向短路点注入能量，实现了交流系统与故障点的隔离。从图12可以发现，闭锁后约12 ms换流站故障直流电流下降为0，直流故障被有效清除。

由于闭锁后子模块电容C2与C3先并联，再与C1串联，因此闭锁后电容C1电压上升幅度要大于其他两个电容。如图13所示，换流器闭锁之后三个子模块电容电压都有所上升，且电容C1电压上升幅度要大于其他两个电容，与理论分析相符合。

如图11和图14所示，换流器解锁之后约20 ms，系统直流电压迅速恢复，功率迅速上升至额定值，换流器有功功率输送能力恢复；如图9和图10所示，换流器解锁之后约80 ms，换流器交流侧电压和电流恢复到正常运行状态；如图12和图13所示，换流器解锁之后约1 s之内，换流器子模块电容电压和直流电流恢复到正常运行状态，直流系统重新进入恢复到故障前稳定运行状态。

5 结束语

针对适用于架空线的MMC-HVDC，本文介绍了现有几种技术方案的特点。针对现有方案的缺陷，提出了一种适用于MMC-HVDC拓扑的增强型四电平子模块。所提出的子模块由3个电容组成，并且可以独立控制每个电容的投切状态。与全桥子模块以及箝位双子模块相比，在保证直流故障自清除能力的基础上，经济性优势明显。最后在时域仿真软件PSCAD/EMTDC中搭建了测试系统并进行仿真验证，仿真结果验证了所提出子模块拓扑的直流故障自清除能力。

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(编辑 王夏慧)

Enhanced Four-level Sub-module Topology for VSC-HVDC of Overhead Transmission Lines

LI Chengda

(State Grid Zhejiang Electric Power Company Hangzhou Power Supply Company, Hangzhou, Zhejiang 310000, China)

Voltage source converter based high voltage direct current (VSC-HVDC) technology has not been massively and commercially applied in high voltage DC breakers, it has very important engineering meanings to use converter topology with DC fault self-cleaning capability. In allusion to modular multi-level converter based high voltage DC (MMC-HVDC) technology based on improved sub-module, a kind of enhanced four-level sub-module (EFLSM) with DC fault self-cleaning capability is presented which is able to independently control switching state of each capacitor and output four level among three level and zero level at random. Compared with current full-bridge sub-module and clamped double sub-module, this sub-module can ensure DC self-cleaning capability as well as reduce semiconductor apparatus shared by each capacitor, in addition, converter loss has been close to that of the level of traditional half-bridge sub-modular multi-level converter. In PSCAD/EMTDC, a time-domain simulation model is established to verify validity of the proposed topology.

modular multi-level converter; overhead transmission line; improved sub-module topology; enhanced four-level sub-module

2016-06-01

2016-08-31

10.3969/j.issn.1007-290X.2016.12.024

TM72

A

1007-290X(2016)12-0135-08

李城达(1989)，男，黑龙江大庆人。工程师，理学硕士，主要从事电网调度与监控、电网运行方式、电力系统继电保护等方面的工作和研究。