基于带抽头电感准Z源变换器的BLDCM控制系统研究

任明炜，孙浩

（江苏大学电气信息工程学院，江苏 镇江 212013）

基于带抽头电感准Z源变换器的BLDCM控制系统研究

任明炜，孙浩

（江苏大学电气信息工程学院，江苏 镇江 212013）

基于带抽头电感的准Z源网络，构建一种永磁无刷直流电机（BLDCM）的控制系统。利用该准Z源网络的高电压增益特性，实现两种工作模式的平滑切换，有效拓宽了无刷直流电机控制系统的调速范围，并弥补了电源端故障时电机转速和转矩特性变差的问题。仿真和实验证明了该方法的有效性、准确性和实时性。

带抽头电感；准Z源逆变器；调速范围；无刷直流电机

电动车近年来获得了广泛应用和发展，而永磁无刷直流电机（BLDCM）以其结构简单、体积小、寿命长、效率高等优点被广泛应用于电动车用电机驱动系统。然而电动车在不同工况下（如爬坡，加速等），蓄电池电压往往会不正常跌落，电机的转速转矩性能下降，最终导致电动车应用受限。传统补偿措施是在电源和电机驱动电路之间加1个BOOST升压电路，但是BOOST升压系数较低，系统应用工况仍然受到一定的限制。

文献［1］提出一种Z源网络，应用到逆变电路中不会改变系统的效率，只要在电路中插入直通量就可以达到升压的目的。但是升压系数有限，过大的直通占空比会过多占用逆变电路的调制比。文献［2］对文献［1］的Z源网络加以改进，提出一种Quasi-Z源网络，克服了一些传统Z源网络的不足，同样的升压系数下，Quasi-Z源网络电容的电压应力更低，且输入电流连续。但是这种Quasi-Z源网络并没有改变其电压增益。文献［3］提出一种带抽头电感的准Z源网络，相对于文献［1］和文献［2］，同样的直通占空比，文献［3］中的准Z源网络具有更高的升压系数，这样可以尽量少的占用逆变部分的调制比，使得系统整体升压系数增大。

本文在基于带抽头电感准Z源网络的基础上，将该新型准Z源网络应用到无刷直流电机控制系统中，构建一种新的无刷直流电机驱动系统。该控制系统具有以下优点：

1）利用带抽头电感准Z源网络更高的升压特性提高直流母线电压，相比传统的Z源网络，较小的直通占空比就能得到较高的直流母线电压，留下足够的调制比调节电机，使得电机调速范围更加宽广；

2）当蓄电池有不正常电压跌落时可以迅速升高并稳定直流母线电压；

3）逆变桥无需加入死区时间，不用考虑直通短路的问题，系统的稳定性和电压利用率得到提高；

4）系统具有更多的工作状态，满足电动车不同的工况需求。

1 主电路拓扑

本文的系统主电路拓扑图如图1所示。

图1 主电路拓扑图Fig.1 Topology of the main circuit

该拓扑主要由直流电源，准Z源网络，三相桥和无刷直流电机4个部分组成。准Z源网络由电感L1,带抽头电感L2（可用带磁芯的高频变压器原副边线圈首尾相连得到，不仅减小体积，而且能提高电感高频性能，方便通过加气隙的方法抑制电感饱和），电容C1,C2和二极管D1,D2,D3构成，与传统Z源网络不同，准Z源网络的电容和电感不要求严格对称相等，更适合实际应用。带抽头电感L1原边绕组匝数为N1,副边绕组匝数为N2。与传统Z源网络相比，由于抽头电感L2的存在，相同的升压系数下，准Z源网络所需的直通占空比更小，为后面的电机控制留有更多的调制比，改善电机控制性能［3］。

电路中准Z源网络主要用来升压和稳压，当直流电源有电压跌落或直流电源电压无法满足电机驱动需求（如转速较高）时，可以通过在三相桥任意桥臂加入适当的直通量来提高直流母线电压。该电路允许同一桥臂的上下开关管同时导通，无需加入死区，谐波少，稳定性高。准Z源网络的升压关系可用下式表示［3］：

式中：Vpn为直流母线电压；Vdc为直流供电电源电压；VC1,VC2分别为电容C1,C2的电压；N为电感L2原副边匝比；D0为直通占空比。

式中：Ts为开关周期；t0为1个开关周期内插入的直通时间，即直通状态的工作时间。

2 工作原理分析

本文采用方波驱动无刷直流电机。传统的方波驱动每次需要同时控制2个开关管通断，也称二二导通方式。不同于传统方波驱动，本文需要同时控制3个开关管，增加的1个开关管用来向电路中插入直通量来提高直流母线电压，满足电路不同的需求（如高速或高转矩需求）。

以A相和C相导通时为例，A相电流为正，此时需要控制开关管Q1,Q2和Q4。如图2所示，此时Q1和Q2恒导通，Q4斩波。Q4的占空比即为直通占空比D0,用于控制准Z源网络的升压。Q4关断期间电机正常驱动，即电机驱动的调制比为1-D0。同理，当A相和B相导通时，若A相电流为正，此时Q1和Q6恒导通，Q3斩波，这样可将直通量平均分配到6个开关管中，均衡各开关管的损耗。

图2 直通量的插入Fig.2 The insert of shoot-through state

当电源电压足够高，而转速要求较低时，可以使直通占空比为0，然后像传统控制系统一样通过PWM斩波来控制转速。这样使得系统既能满足高速驱动也能满足低速驱动要求。因此，电路具有3种工作状态，如图3所示。图3a是有效时间作用状态，此时开关管Q5和Q6导通，直流电源、电感L1以及抽头电感L2原副边电感上的电压串联供电机使用，直流侧能量顺利流入电机三相绕组，电机正常驱动，同时电感L1给电容C1充电，抽头电感L2给电容C2充电；当Q2也导通时，电机进入直通时间作用状态，如图3b所示，此时Q2和Q5直通短路，准Z源网络的电容C1给抽头电感L2的原边充电，电容C2和直流电源串联给电感L1充电为下次升压供给电机做准备，此时直流侧能量没有流入电机，电机的B相和C相绕组经Q2和Q6续流。如果直流电压足够且转速此时较低时，则系统进入斩波状态。假设采用传统的on-pwm模式，并以Q5恒导通，Q6斩波时为例，在Q6斩波时的导通期间，工作状态类似于图3a，是有效时间作用状态，在Q6斩波时的关断期间，如图3c所示，此时由于没有直通量插入，准Z源网络不升压，且直流侧能量没有流入电机，电机B相和C相绕组经Q3和Q5续流。

图3 系统电路工作状态Fig.3 System circuit working status

由此可见，本文的系统既能保证电机正常驱动，又能实现准Z源网络升压，实现电机驱动和准Z源网络升压的自由切换。

3 系统的控制策略

为了简化分析，假设忽略电枢绕组的电感，也不考虑开关器件动作的过渡过程，那么无刷直流电机的电压方程可以简化为

式中：Vpn为直流母线电压；VT为开关器件的管压降；E为电机的反电动势；r为每相绕组的电阻；Ia为电枢电流。

电机的反电动势E=CeΦn，结合式（3）可得：

由式（4）和式（5）可知，当直流电源电压较低时，加入适当的直通量提高直流母线电压可以改善电机的转速转矩特性，满足电机转速和转矩的驱动需求。本文的控制原理框图。如图4所示。该控制系统具有2种工作模式：准Z源升压模式和传统on-pwm斩波模式。当直流电源电压突降或有故障不能满足电机转速转矩需求时，模式选择控制器选择准Z源升压模式，如图4中虚线所示，此时根据不同的转速转矩需求来选择直流母线电压给定值和实际的直流母线电压Vpn经PI调节输出直通占空比D0，用于调节直流母线电压，而此时需保证斩波比D=1，即逆变部分不斩波，该模式的驱动信号如图2所示；当直流母线电压足以满足电机驱动需求时，模式选择控制器选择传统on-pwm斩波模式，此时D0输出为零，而斩波比D在0到1之间变化。由于在直通时Vpn为0，非直通时不为零，所以很难直接检测Vpn的最大值。根据式（1）可知：Vpn=VC1+VC2,所以可以通过检测电容电压VC1和VC2来计算Vpn的值。

图4 无刷直流电机控制框图Fig.4 Control system block diagrom of BLDCM

如果带抽头电感的原副边匝比N=1，那么加在电机绕组上的平均电压可写为

由式（6）和式（7）可知，无论是带抽头电感的准Z源网络，还是传统Z源网络，加入直通量后，加在电机绕组上的平均电压均比直流电源电压大。但是相比传统Z源网络，相同的升压系数下，带抽头电感的准Z源网络的直通占空比更小，为逆变部分留下更多的调制度，减少输出谐波，一定程度上减少了电机的转矩脉动。

4 仿真与实验

为了验证系统的正确性，用PSIM仿真软件建立系统仿真模型。电路具体仿真参数如下：L1=1 mH，L2原边电感Lp=0.5 mH，原副边匝比N= 1，C1=C2=680 μF，电机采用三相星形接法，定子相电阻RS=2.875 Ω，相电感LS=8.5 mH，极对数p=4，额定电压Udc=48 V，额定转速n=1 000 r/min，转动惯量J=0.001 kg·m2，输出转矩T=1.5 N·m，开关周期Ts=0.000 1 s。

如图5所示是系统进入准Z源升压模式后，直流电源电压突然跌落时的波形。图5a中直流电源电压Vdc在0.15 s时由45 V突然跌落到35 V，而直流母线电压给定值V*pn为48 V。由图5b可以看出，直流母线电压首先升压到直流母线给定值48 V，在电压跌落不到0.1 s后又迅速稳定在48 V。

图5 电源电压跌落仿真波形Fig.5 Simulation waveforms when power supply voltage drops

图5中直流母线电压的具体波形示于图5b的右上角，是一系列周期为Ts,占空比为1-D0,幅值为Vpn的方波。即直通时，直流母线电压为零；非直通时，直流母线电压为Vpn。

图6是为了验证本系统具有更宽的调速性能。此时系统仍工作在准Z源升压模式。直流电源电压Vdc恒定为45 V，输出转矩1 N·m，给定转速在0.1 s时由500 r/min突变至2 500 r/min，而直流母线电压给定值在0.2 s时才由48 V变为150 V。由图6可以看出，在0.1 s时，转速给定突变至2 500 r/min，而此时直流母线电压48 V无法满足电机升速的要求，转速在1 200 r/min左右时就停滞不前。在0.2 s后，V*pn给定150 V，由图6a可知，经过0.13 s的升压过程，直流母线电压升到150 V，此时图6b中电机转速也逐渐升到给定转速2 500 r/min。这说明本系统在输出恒定转矩时能充分利用电机高速区域，而在低速或低转矩时，系统会进入传统on-pwm斩波模式。因此该系统具有更宽的调速范围。

图6 系统的升压调速曲线Fig.6 System speed curves when boosts DC bus voltage

为进一步验证论文中的控制系统，构建了额定功率210 W的实验样机。样机的具体参数如下：准Z源网络电容C1=2 200 μF，C2=2 200 μF，准Z源网络电感L1=2 mH，准Z源网络电感L2原边电感LP= 1 mH，准Z源网络电感L2匝比N=1，无刷直流电机为57bl110-230，额定电流11 A，额定电压24 V，极对数p=4，额定功率210 W，MOS管型号为IRF540，额定转矩0.7 N·m，开关频率4 kHz，额定转速3 000 r/min，二极管型号为RHRP3020。

根据每个霍耳信号状态，确定6个开关管的动作。准Z源升压模式时，将直通量平均分配到6个开关管中，平衡各开关管的损耗。传统on-pwm模式时，同时导通2个开关管，且每个开关管前段时间恒导通，后段时间斩波。根据直流母线电压和电机转速转矩的关系，2种工作模式可以自由切换。

图7 驱动信号Fig.7 Driving signals

图7给出了准Z源升压模式时其中4个开关管的驱动信号，每个开关管被分得同量的直通量，若6个开关管组合起来恰好是连续的直通量。

图8是捕获到的系统由传统on-pwm模式向准Z源升压模式过渡时的波形图，此时直流电源电压Vdc在缓慢下降。由图8可以看出，当直流母线电压Vpn较高时，开关管Q2的驱动波形是on-pwm模式，随着Vdc下降，直流母线电压Vpn也在缓慢下降，on-pwm模式的斩波比降为零，即不斩波。经过4个周期之后，由于Vpn不足以满足电机转速转矩要求，系统平滑切入准Z源升压模式，通入直通量，直流母线电压Vpn升高。由电流Ib波形的紧密程度可知，在切入准Z源升压模式时，转速略有升高。

图8 工作模式的过渡Fig.8 Transition of working mode

图9是为了验证准Z源升压模式时，系统具有抗电压跌落的性能。此时，直流母线电压给定值24V，而直流电源电压由20V突然跌落到15V。由图9可以看出，在电压跌落前，直流母线电压已经基本升到给定电压24 V。在电压跌落0.4 s左右之后，电压又重新稳定在24 V。

图9 电压跌落实验Fig.9 Power supply voltage drops

5 结论

本文构建一种基于带抽头电感的准Z源网络无刷直流电机控制系统，利用这种准Z源网络的高电压增益特性，减少占用逆变部分的调制度。详细分析了系统的工作原理和过程，阐述了系统的2种工作模式和3种工作状态，并实现了2种工作模式的平滑切换，有效拓宽了无刷直流电机控制系统的调速范围，提高了电机转速转矩性能。系统中无需加入死区，并且可以有效抵抗电源电压不正常跌落，系统稳定性大大提高。仿真和实验证明了该方法的有效性、准确性和实时性，系统具有广阔的应用前景。

［1］Peng F Z，Shen Miaosen，Kent Holland，et al.Z-source Inverter Control for Traction Drive of Fuel Cell-battery Hybrid Vehicles［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22（3）：1054-1061.

［2］Li Yuan，Anderson J，Peng F Z，et al.Quasi-Z-source Inverter for Photovoltaic Power Generation Systems［C］//2009 Twenty-fourth Annual Conference on Applied Power Electronics and Exposition.Washington，USA：IEEE，2009：918-924．

［3］赵健伍，黄文新，周玉斐，等.带抽头电感的准Z源逆变器建模与特性分析［J］.电工技术学报，2014，29（6）:7-16.

［4］Peng F Z，Alen Joseph，Wang Jin.Z-source Inverterfor Motor Drives［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2005，20（4）:857-863.

Research on Control Method of Brush-less DC Motor Using Tapped-inductor Quasi-Z-source Converter

REN Mingwei，SUN Hao
（School of Electrical Engineering，Jiangsu University，Zhenjiang212013，Jiangsu，China）

A novel brush-less DC motor control system based on tapped-inductor quasi-z-source converter was proposed.Smooth switching of two modes in the proposed system could increase speed range by utilizing the DC high voltage gain charactetistic，effectively solve the problem of small speed range and optimize the degraded performance of speed and torque in existing BLDCM control system.The simulation results of PSIM are analyzed in detail and demonstrate the validity of the proposed control system.

tapped-inductor；quasi-Z-source converter；speed range；brushless DC motor

TM306

A

10.19457/j.1001-2095.20161202

2015-08-21

修改稿日期：2016-11-08

国家自然科学基金（60904011）;江苏大学高级人才专项基金（07JDG036）；江苏省高校优势学科建设工程资助（PAPD）

任明炜（1970-），男，博士，副教授，硕士生导师，Email：mwren@ujs.edu.cn