移相全桥零电压PWM软开关电路谐振过程研究

王金刚，刘　鹏

（中国电子科技集团公司第58研究所，江苏无锡 214072）

移相全桥零电压PWM软开关电路谐振过程研究

王金刚，刘鹏

（中国电子科技集团公司第58研究所，江苏无锡 214072）

为解决全桥硬开关电路的开关损耗问题，提高电源效率，研究了一种移相全桥软开关电路。与传统电路相比具有开关损耗小、EMI噪声低、工作频率高、电源效率高等优点。详细介绍了移相全桥电压PWM软开关电路谐振工作的全过程，最后给出了PWM软开关电路占空比丢失的原因及解决办法。

移相全桥；软开关；谐振；占空比

1　引言

移相全桥零电压开关（ZVS）[2]PWM变换器已广泛应用于大功率开关电源中，它保持了准谐振电路开关损耗小、工作于固定开关频率的优点，且与普通硬开关全桥电路相比仅增加了一个谐振电感。在换流时利用谐振实现开关器件的零电压开关（ZVS）[2]，消除了开关损耗，提高了电路效率。

移相全桥ZVS PWM变换器只能在有限的负载范围内实现所有开关器件的零电压开关（ZVS）[2]。要在更大的负载范围内实现所有开关器件的ZVS，可在变压器原边串联一个大电感，或增加变压器的漏感。电感的增加对变换器性能有相当大的影响，会引起占空比的丢失。同时，输出整流管存在反向恢复过程，在输出整流管上产生电压尖峰和电压震荡。

利用储存在辅助电路电感中的能量来实现原边所有开关管的零电压开关（ZVS）[2]，不仅减少了占空比丢失，抑制了输出整流管上的电压尖峰和电压震荡，且能在更宽的负载范围内实现所有开关管的零电压开关（ZVS）[2]。

本文提出的拓扑架构解决了硬开关全桥电路输出整流二极管上存在电压尖峰和电压震荡的问题，减少了占空比的丢失，能在全负载范围内实现所有开关器件的零电压开关（ZVS）[2]，可以广泛应用于各种开关电源的设计中。

2　拓扑结构

本文以一个250 W的变换器来说明全桥零电压换流移相调制准谐振[1]变换器的整个工作过程。输入端Bus电压为300 V DC，输出为25 V，10 A。

整个拓扑架构如图1所示。开关管Q1、Q2、Q3、Q4不可避免地包含内部寄生元件：衬底二极管（D1、D2、D3、D4）和极间电容（C1、C2、C3、C4），虽然电路图与常规脉宽调制桥式电路十分相像，但4个功率MOSFET驱动信号的开关时序却存在很大不同。正是此关键的开关时序，连同L1e和MOSFET衬底电容的准谐振过程，才实现了零电压（L1e是副边电感折算至原边的等效值，而且包含变压器的等效漏感）。

图1　移相全桥零电压软开关电路

3　功率开关的时序

3.1初始状态分析

在初始启动状态Q1、Q4导通，Q2、Q3关断，为了简化分析，假设开关器件是理想的，导通电阻为0且瞬时完成开关，等效串联电感L1e和等效回路电阻R1e已折算到变压器的原边。

在初始状态，电流流经Q1、P1、L1e和Q4。一个完整的功率变换周期共12个独立的工作状态，每个周期的12个工作状态可以分为4组基本状态，如图2所示。

图2　开关时序图

对于给定的占空比，这4个基本状态占据了绝大部分时间。第1个基本状态在第3次和第4次换流之间，Q1和Q2同时导通，B点和D点的电压均为高，变压器原边两端电压为0，没有功率传递至输出。第2个状态处于第6次和第7次换流之间，Q2和Q3同时导通，B点电压为低而D点电压为高，变压器原边两端电压为正，功率传递至输出。第3个基本状态处于第9次和第10次换流之间，Q3和Q4同时导通，B点和D点电压均为低，变压器原边两端电压为0，没有功率传递至输出。第4个基本状态处于第12次和第1次换流之间，Q1和Q4同时导通，变压器原边两端电压为负，功率传递至输出。

3.2工作过程分析

3.2.1第一次换流（Q4关断）

对于第一次换流，Q4关断而Q1保持导通状态。第一次换流，Q4关断，在电感L1e的作用下，电流继续流向B点。C2和C4充电，使B点电压为正。当B点电压升至输入电压时（加上二极管压降为300.8），二极管D2导通，电流经由D2、Q1、P1、L1e和R1e组成的上部回路续流。注意当B点电压被D2钳位在300.8时，B点电压不再改变，C4中没有电流，下部回路的电流降至0，注意在Q4关断前的t0至t1期间，B点电压近似维持在0 V。当Q4关断时，L1e维持恒定的电流流向B点。通常，电流分成上下两部分，分别为C2和C4充电，使B点电压逐渐升至300 V。

由于12次换流的过程近似，因此只对Q4的第一次换流做较详细的分析。由于存在输入大电容Cin，可假设A点和C点间的电源电压在为电容充电时保持不变，因此等效交流输入阻抗十分低。因此就交流而言，两个MOSFET的衬底电容C2e与C4e并联更有助于理解准谐振过程。两个电容构成B点总电容Ct，为C4的两倍。（实际上，所有与B点有关的寄生电容都包含在Ct内。）

在开始于t1的第一次换流期间，Q4立刻关断，L1e中近似恒定的电流继续流向B点（在Q4关断前的瞬间B点电压接近0 V），为总衬底电容Ct充电，B点电压逐渐增加。t1至t2期间，随着电容的充电，B点电压逐渐升至300 V，与直流侧电压相等。

3.2.2第二次换流（D2导通）

当B点电压升至300 V（t2之后），Q2的衬底二极管D2开始导通，阻止B点电压进一步升高。由于电压不再变化，电容结束充电，见t2时刻。L1e的电流经由D2、P1、L1e和R1e构成的上部回路续流。

上部回路续流过程：

这时衬底电容不再有电流。前面已经指出上部回路的电流流经D2、P1、L1e和R1e。由于B点电压不再变化且Q4关断，下部回路不再有电流，这称之为续流阶段。回路中存储了能量。能量1/2L1e×I2存储于电感中，使回路中的电流得以维持。此能量还可在下一阶段向D点充电。

3.2.3第3次换流（Q2开通）

在3次换流的开始时刻，Q2仍然关断，D2导通使电流续流。这时电流在上部回路续流。只要没有动作，此“续流电流”将持续在回路中流动。实际上，只要没有任何事件发生，电流将在回路中继续流动，直到R1e的电压使电流衰减至0。由于这一过程中等效电阻R1e非常小（仅仅是P1的绕组电阻和有效回路的分布电阻），电流可以维持较长的时间。在续流阶段，没有能量传递到副边。由于回路的压降很低，在整个桥式电路的未激活器件，电流将在回路中持续流动，仅有微小的降低。

在正常工作时，为了实现零电压开关，Q2应在t2开始的D2钳位期间任一时刻开通。本例中Q2在t3时刻开通。这时Q2两端的电压仅为二极管D2的压降，因此Q2在所需的零电压条件下开通。实际上，如果Q2在衬底二极管D2导通的任一时刻开通，它都将在零电压条件下开通。由于Q2为功率MOSFET，当它开通时，可以使反向流过的续流电流流过，并接替D2，继续传递电流。

3.2.4第4次换流（Q1关断）

在第4次换流的开始时刻，由于D点和A点电压均为300 V，所以Q1在零电压条件下迅速关断，从而切断了上部续流回路。类似于前面提到的第一次换流，电容C1和C3（与D点连接）放电，因而D点电压降低，直至降为0 V。

3.2.5第5次换流（D3导通）

当D点电压降至0 V，二极管D3将导通，将D点电压钳位于直流侧电压的负端，与C点电压相等。

3.2.6第6次换流（Q3开通）

在D3的钳位作用下，Q3在零电压条件下开通。由于原边绕组P1和L1e两端承受全部直流侧电压，L1e和P1的电流将迅速降为0并反向。由于P1两端为全部直流侧电压，在Q3和Q2导通期间，能量将再次传递至副边，但注意这时加在副边桥式整流电路的电压极性为负。

3.2.7第7次换流（Q2关断）

在功率传递阶段之后，Q2关断。由于B点和A点电压均为300 V，Q2在零电压条件下迅速关断。电流将由B点流出，随着C2和C4放电，B点电压将被拉低至公共端电压。

3.2.8第8次换流（D4导通）

当B点电压降至0 V，D4将导通，由于Q4、R1e、L1e、P1和Q3构成的下部续流回路将形成。

3.2.9第9次换流（Q4开通）

当D导通期间，Q4在零电压条件下开通，下部续流回路保持。如前所述，此续流电流将在整个“关闭”（无效）期间持续流动。由于此时变压器原边P1两端电压再次为0，没有能量传递至输出。

3.2.10第10次换流（Q3关断）

由于D点和C点电压为0，Q3在零电压条件下迅速关断。D点电压逐渐升至300 V，为C1和C3充电。

3.2.11第11次换流（D1导通）

当D点电压升至300 V，二极管D1导通，D点电压被钳位于直流侧电压，等于300 V。

3.2.12第12次换流（Q1导通）

在D1钳位期间，Q1将在零电压下开通。

由于这时全部侧电压施加于P1，P1的电流将再次降至0并迅速反向。由于Q1和Q4导通，桥式电路处于有效工作状态，能量再次传递至输出。到此为止，一个完整的周期结束。

4　仿真

通过简单分析之后，下面对电路进行仿真，在PSIM中搭建的电路如图3所示，经计算及分析选择如下电路参数：输入直流电压Vin=310 V，功率开关管IGBT，谐振电容Cr=560 pF，谐振电感Lr=25 μH，理想变压器原边匝数 Np=28，理想变压器副边匝数Ns=Nt=6，输出滤波电容Cf=2000μF，滤波电感Lf=50μF。

图3　仿真电路原理图

图4　开关管Q1的电流及电压仿真波形

由图4仿真可知开关管实现了零电压开通。输出电压Ur的波形如图5所示，其稳定输出为Ur=25 V。

图5　输出电压Ur的波形

通过仿真可以发现，功率管实现了软开关，减小了开关损耗，因此开关频率可以大大提高。由于功耗的减小，可以减小散热器的体积，频率的提高可以减小变压器及滤波器的体积，有利于电源的小型化、轻量化。特别是在大功率电力电子方面，软开关有很好的发展前途。

功率管软开关改善了电路导通和关断时的电压波形，使开通和关断沿的尖峰减小，这样减小了电磁干扰和射频干扰，使得设备的电磁兼容设计压力减小。目前，在电力系统领域内电磁兼容性设计是一个重要的考核指标，而电源的电磁兼容性设计又是一个比较复杂的问题，当采用移相式零电压软开关电路时，电磁兼容问题就比较容易解决。

功率管电压电流应力减小不仅减小了损耗，而且提高了电源的效率，效率可达92%以上，更有利于提高功率管的使用寿命和可靠性。

5　结束语

本设计采用的移相全桥ZVS软开关变换电路[3]是在吸收了传统PWM变换器和谐振变换器[1]优点的基础上，克服了它们的缺点之后发展起来的一种新型控制方式。理论分析和仿真实验验证了移相全桥软开关（ZVS）拓扑[3]的可行性。该拓扑大大提高了电源的效率，为节约能源提供了新的解决途径。

[1]Lee R.Electronic Trans and Circuits[M].Wiley,New York, 1995.

[2]Hua Guichaoi Fred C Lee.An Improved Full bride Zero-voltage-Switched PWM converter a Saturable Inductor [C].IEEE PE,1993,V8.

[3]McLyman,colonel Wm T.Transformer and Inductor Design Handbook,MarcelDekker[M].NewYork,1978,ISBN 0-8247-6801-9.

[4]Billings K,Morey T.开关电源手册 [M].张占松，等译.3版.北京：人民邮电出版社，2012.1.

中国半导体行业协会封装分会轮值理事长交接工作会议顺利召开

2016年11月7日，中国半导体行业协会封装分会轮值理事长交接工作会议在上海和平豪生大酒店顺利召开。中国半导体行业协会执行副理事长兼秘书长徐小田，中国半导体行业协会副理事长陈贤，中国半导体行业协会封装分会名誉理事长毕克允，2016年度中国半导体行业协会封装分会轮值理事长石明达，轮值理事长王新潮、肖胜利、刘岱，封装分会秘书长王红等人参加会议。

中国半导体行业协会副理事长兼秘书长徐小田、中国半导体行业协会封装分会名誉理事长毕克允先后做了讲话，回顾了封装分会的发展历程，展望了封装分会未来面临的挑战。2016年封装分会轮值理事长石明达总结了任期内封装分会取得的实质进步，并对封装分会未来的发展前景做了展望。分会秘书长王红简单做了年度财务收支汇报。

会议接下来进行了轮值理事长的交接，2017年度轮值理事长由长电科技集团董事长王新潮担任。王新潮做了发言，表示2017年将努力落实《集成电路工业全书》和《集成电路专业丛书》的编写工作，并办好2017年的封装分会年会。他还提到，《电子与封装》作为封装分会会刊已经成为国内封装技术的重要交流平台。新的一年里杂志编辑部应进一步努力，提高文章的学术水平，及时刊登行业重大新闻和技术发展动态；提高会刊影响力，多多参与协会活动。封装分会副秘书长沈阳公布2017年度年会预计将于2017年6月21日在江苏江阴市举行。其他参会人员也逐一发言，轮值理事长交接会议圆满结束。

（赵博）

Studies of Resonance Process for Shifted-Phase Full-Bridge Zero-Voltage PWM Soft-Switching Circuit

WANG Jingang,LIU Peng
（China Electronics Technology Group Corporation No.58 Research Institute,Wuxi 214072,China）

A phase-shifted full bridge soft-switching circuit is studied in order to reduce the switching loss and improve the power supply efficiency of the full bridge hard-switching circuits.Compared with the traditional circuit,the new circuit has the advantages of low switching loss,low EMI noise,high operation frequency and high conversion efficiency.In the paper,the whole resonance process of phase-shifted full bridge voltage PWM soft-switching circuit is presented in details.Besides,the causes and solutions for the duty-cycle loss of the PWM soft-switching circuit are given.

phase-shifted full bridge;soft switch;resonance;duty cycle

TN402

A

1681-1070（2016）11-0035-04

2016-5-30

王金刚（1982—），男，安徽砀山人，2008年毕业于四川理工大学，获通信工程学士学位，现从事开关电源的设计和研究工作。