光伏微逆变器前级磁集成高增益直流变换器研究

王　磊，郭　瑞，杨玉岗

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛125105）

光伏微逆变器前级磁集成高增益直流变换器研究

王磊，郭瑞，杨玉岗

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛125105）

针对光伏微逆变器需要高增益Boost变换器的要求，为了提高传统Boost变换器电压增益，降低开关管电压应力，减小变换器损耗，提出了一种新型磁集成开关电感/开关电容单元Boost变换器，该变换器具有较高电压增益和低电压应力。并针对开关电感单元含有多个分立电感，导致变换器体积增大且输出电流纹波恶化的问题，利用平面磁集成技术对开关电感进行耦合设计，有效降低了变换器电感电流纹波，提高了转换效率。制作了1台原理样机，实验结果证实了理论分析的正确性。

高增益；磁集成开关电感；开关电容；Boost变换器

引言

近年来发展的应用于分布式光伏发电系统的微逆变器结构多采用两级式结构，其前级DC-DC模块实现光伏电池输出电压等级提升以满足后级逆变需要，后级DC-AC模块实现并网功能。光伏电池长期工作在户外，其输出电压波动大，因此研究具有宽输入适应性、高增益稳定性Boost变换器，满足光伏系统宽输入电压范围内保持输出电压稳定性，同时将输出电压拉升到满足并网所需较高母线电压等级要求就显得尤为迫切和重要。

很多学者研究光伏系统高增益直流变换器，文献［6］提出耦合电感和电荷泵级联的方式实现较大电压增益，然而随着增益提高，电感匝数的增加会带来较大漏感问题，同时电感较难耦合，会降低变换器的效率；文献［7］提出了采用开关电感的方式，减小了单个电感的体积，提高了效率，但文献中只是对传统变换器电感进行简单的替换，并没有对开关电感进行磁集成耦合设计，并且电压增益仍然很有限；文献［8］采用耦合电感和开关电容级联以实现Boost变换器的增益提高，但电压增益依然有限，并不能满足微逆变器的前级DC-DC变换器高增益的要求；文献［9］采用了Boost多电平方案，但较多的电平数，大量的电容会增加拓扑复杂性；文献［10］采用有源网络开关电感单元结构大幅提高了变换器的增益，但存在电流纹波大，导致变换器稳定性下降等问题。

本文提出了一种磁集成开关电感/开关电容有源网络升压变换器。该变换器在保证较高电压增益的同时，具有较低的功率器件应力，同时采用平面集成磁技术对开关电感进行耦合设计，减小磁件体积，改善了电流纹波，提高变换器的稳定性。实验结果证明了该变换器高电压增益、开关管低电压应力有效性和降低电感电流纹波的优点。

1　传统开关电感/开关电容Boost变换器

新型两级式微光伏逆变器系统结构如图1所示，针对该结构需要高增益前级直流变换器的特点，有学者提出了基于开关电感/开关电容单元Boost变换器，如图2所示。电路中单元开关电感由两个大小相等电感L1、L2以及3个二极管D1、D2、D3构成；开关电容单元由3个电容C1=C2=C3以及3个二极管D4、D5、D6构成。

图1　微逆变器功能框图Fig.1　Functional block diagram of micro inverter

图2　开关电感/开关电容Boost变换器Fig.2　Boost converter using switching inductor and switching capacitor

对上述变换器进行分析，得到变换器工作原理和稳态分析如图3所示，电路工作在CCM模式下，电感电流变化关系为

根据电感伏秒平衡，由（1）式得到电压增益为

由式（2）表明，上述变换器的电压增益是普通Boost变换器的2（1+D）倍，增益提高有限。

图3　变换器稳态工作波形Fig.3　Steady state waveforms of the converter

2　磁集成开关电感有源网络升压变换器

上述变换器中无源元件存在寄生电阻，会限制变换器的增益，考虑引入有源网络组成如图4所示的磁集成开关电感/开关电容有源网络升压变换器，在大幅提升变换器增益的同时降低开关管应力，该变换器两个开关管S1、S2开关信号一致，易于控制，电路扑结构较为简单。

图4　开关电感/开关电容磁集成有源升压变换器Fig.4　Active Boost converter using magnetic integratedswitching inductors and switching capacitors

2.1变换器工作模态分析

变换器不同工作模态的等效电路如图5所示。

（1）工作模态1（t0，t1）。在此阶段，开关管S1、S2导通，电路中的电流方向如图5（a）所示，二极管D1、D2、D4、D5正向导通，D3和 D6反向截止，电感器L1、L2、L3和L4并联充电，同时电容器C3给C1也冲电，负载端所需的能量由电容器C2、C3放电提供。此模态下加载在4个电感上的电压相等，其表达式为

（2）模态2（t1，t2）。此阶段开关S1、S2持续导通，电感器L1、L2、L3和L4继续并联充电，电容器C1处于电压保持状态，C2，C3继续为负载提供输出电压，如图5（b）所示。此模态下电源经S1、C3、D8、C1、S2形成回路，由基尔霍夫电压定律KVL可得电路表达式为

（3）工作模态3（t2，t3）。在此阶段，开关管S1、S2同时断开，二极管D1、D2、D4、D5反向截止，D3和D6正向导通，电路中的电流方向如图5（c）所示，电感器L1、L2、L3、L4串联放电，同时电容器C1放电，C2、C3充电，此时负载功率由电源Uin和电感器L1、L2、 L3、L4共同提供，因此该模态下电路方程为

（4）工作模态4（t3，t4）。在此阶段，开关管S1、S2持续断开，二极管D1、D2、D4、D5反向截止，D3和D6正向导通，电路中的电流方向如图5（d）所示，此时电感器L1、L2、L3、L4持续串联放电，因输出侧电容较大，为方便分析，可以认为稳态时一个周期内得电容电压保持不变，因此该模态电路表达式为

联立式（4）和式（6）可得

由KVL可知，此时加载在4个电感上的电压为

由电感电压的伏秒平衡，可得

对式（9）化简，可得CCM模式下拓扑的电压增益表达式为

图5　变换器工作模态等效电路Fig.5　Work mode equivalent circuits of the converter

2.2开关管及二极管电压应力分析

分析上述开关电感/开关电容有源网络变换器外特性可知，在模态3，开关管S断开时，开关管两端的电压被电容器C3钳位；在模态4，电容器C1，C2两端的电压大小相等方向相反，开关管电压仍然等于电容C3两端电压；因此在整个开关周期，开关管电压应力为

这表明变换器在提高电压增益的情况下，同时保证了开关管具有较小的电压应力。

输出侧二极管电压应力为

2个开关电感中各二极管的电压应力分别为

开关管S1、S2开通时，输入电流iin表达式为

开关管S1、S2关断时，电感输入电流表达式为

因此，在CCM模式下，输入电流平均值为

由式（10）可得

联立式（17）、式（18），得到CCM模式下电感电流平均值为

2.3磁集成耦合电感分析

分析图4所示主电路可知，本文提出的基于开关电感/开关电容结构拓扑含有多个分立电感，会导致变换器体积增大、电感损耗增加且输出电流纹波恶化问题。考虑到开关电感中的2个电感参数相同、工作状态一致，本文采用平面集成磁技术，对电感L1和L2（L3和L4）进行两两耦合设计，绕制在一副磁芯上，再将两组正向耦合后的开关电感进行反向耦合，从而将4个电感集成为一个电感以解决上述问题。由于2个开关电感完全相同，本文以其中一个进行耦合电感分析，设电感耦合系数，K=M/L，

D′=1-D得到电感电流纹波表达式为

式（20）表明电感电流纹波的大小与耦合系数K成反比关系，耦合度越高，电感电流纹波越小，变换器的的性能越好，同时，采用反向耦合电感可以减小稳态通道电流纹波，或提高暂态通道电流的响应速度。本文所研究的开关电感高增益变换器耦合设计前后变换器电感稳态和动态性能对比分析如图6、图7所示。

图6　耦合与非耦合情况下稳态相电流纹波之比Fig.6　Current ripples ratio in coupled conditions and uncoupled conditions

图7　耦合与非耦合情况下暂态相电流响应速度之比Fig.7　Response speed with and without coupled inductors ratio of transient phase currents

2.4耦合电感设计

基于EI型磁芯的体积更小，磁芯不易饱和，可以通过更大的电流，更适合高增益变换器的优点，本文选用EI型铁氧体磁芯进行耦合电感的设计，由前述分析，两电感耦合度越高，电感电流的纹波越小，变换器的性能越好。为避免磁芯饱和，所选磁芯为带有气隙长度为δ的高磁导率磁芯，磁路方程分别为

通过计算有效磁导率μe，并根据电感峰值电流ip可以获得磁芯的最大磁通密度为

耦合电感磁芯的最大工作磁通密度Bmax应当小于磁芯饱和磁通密度BS。

3　与传统高增益DC-DC变换器性能对比分析

3.1变换器电压增益比较

本文所述高增益变换器与传统系列高增益变换器CCM模式下的增益对比如图8所示。通过图中曲线看出，本文提出的高增益变换器具有明显的电压增益优势。

图8　本文变换器和其他典型高增益变换器增益曲线对比Fig.8 Comparison of gain waveforms between common typical high gain converters and the proposed high gain converter

3.2开关功率器件的电压应力比较

本文所提出的光伏微逆变器高增益变换器与现有文献所研究的主要典型高增益变换器的开关管电压应力对比如表1所示，对比表中数据可知本文所提出的变换器与其他典型的高增益变换器相比在保证较高电压增益的同时具有较小的功率器件电压应力。

表1　不同变换器的功率器件电压应力对比Tab.1　Contrast of power device voltage stress of different converters

3.3输出侧二极管电压应力比较

以变换器输出电压120 V为例，本文所提出的光微逆变器高增益变换器与现有文献所研究的典型高增益变换器的输出侧二极管电压应力对比曲线如图9所示。

由图可见，本文所述变换器因为采用开关电容结构，基于开关电容钳位电压的优势，使其具备其他高增益变换器所不具备的较低二极管电压应力的优点。

3.4损耗分析与效率比较

3.4.1电感等效串联电阻损耗分析

图2所示的传统开关电感/开关电容Boost变换器在实际应用中，其无源元件存在寄生电阻，主要为电感的等效串联电阻ResrL，不仅会限制变换器的增益，而且随着增益越大，输入电流将增大，从而导致损耗变大，降低变换器的转换效率。基于此，本文在传统开关电感/开关电容Boost变换器基础上引入有源网络，提出新型开关电感有源网络变换器，在取得较大增益的同时，大大降低了其无源元件寄生电阻的损耗，提高变换器的转换效率。

3.4.2开关损耗、导通损耗及磁性器件损耗分析

高效率是变换器追求的目标和性能重要指标，变换器在工作过程中其主要损耗为开关损耗、导通损耗、及磁性器件（如大功率储能电感）损耗，下面详细分析变换器工作过程各部分损耗，并给出本文提出的高增益Boost变换器和传统开关电感/开关电容Boost变换器的损耗和效率对比。

（1）导通损耗

首先将变换器通道电感电流分解为两部分：平均值iL（avg）和波动值iL（ac），其有一个共同的导通电阻RSW，其表达式为

式中RQ为开关管的导通电阻。

设开关管选型相同，则有RSW≈RS1≈RS2，iL（avg）流过等效串联电感电阻RL.ESR和RSW会产生直流导通损耗PC.DC为

式中：Io为通道总输出电流；Req1为等效导通电阻与等效串联电感电阻之和。同时iL的纹波电流分量iL（ac）也流过RSW和RL.ESR，是非直接流向负载，因此变换器导通损耗与纹波电流的有效值iAC.RMS有关。

变换器CCM模式下纹波电流iAC.RMS取决于iL的峰峰值ΔiL，其关系为

由式（19）所示CCM模式下电感电流平均值表达式和图6可得本文提出的变换器与传统开关电感Boost变换器的电感电流平均值对比如图10所示，图中横坐标表示变换器的增益，纵坐标表示变换器的电感电流输出电流比值（用λ表示）。由图10可明显看出，本文所提出的高增益Boost变换器因采用磁集成耦合电感设计，较之传统开关电感Boost变换器有更小的电感电流平均值。由上述分析可知，导通损耗与纹波电流的有效值iAC.RMS有关，且纹波电流 iAC.RMS取决于 iL的峰峰值 ΔiL，因此本文提出的高增益Boost变换器有效降低了导通损耗，对于提高变换器转换效率具有较好的效果。

图10　电感电流平均值对比Fig.10　Comparison of average inductor current

（2）开关损耗

开关功率损耗主要是由开关管和同步整流管的寄生电容和二极管所引起的，随着开关频率f增加，寄生电容的充放电和体二极管的导通损耗会相应增加。以CCM模式下通道为例，开关管在开通和关断的过程中会出现电流和电压重叠现象［8］，便引起了一个开关功率损耗，如图11所示。

图11　开关管开通关断损耗Fig.11　Losses of power devices when on and off power

通过积分方法算出开关管的开关损耗为

（3）磁性元件损耗

目前广泛使用Steinmetz公式计算磁心损耗但其忽略了磁芯形状以及尺寸的影响，简化了磁损计算模型，不够准确。本文考虑单位体积和铁损给出优化的Steinmetz公式，即

式中：KFe、α、β可从产品手册中查到；BMAX为峰值磁幂；f为励磁频率。由上文分析和图6可知，本文提出的高增益Boost变换器较之传统开关电感Boost变换器采用了磁集成耦合电感设计，磁件体积大幅降低，并且可以有效消除磁芯局部热点，降低电感电流纹波，降低磁件损耗，对提高变换器转换效率起到较好的效果。

3.4.3效率仿真对比

根据前面分析，得到损耗公式表达式

则效率公式为

图12所示为本文提出的高增益磁集成Boost变换器与传统开关电感Boost变换器全负载范围效率仿真对比曲线。

图12　效率仿真曲线对比Fig.12　Comparison of efficiency simulation curves

综上所述，本文所研究的磁集成开关电感高增益变换器相较于传统一系列典型高增益变换器在保证较高增益的同时，同时可具备较小的开关管电压应力、输出侧二极管电压应力和输出电感电流纹波，并且较之传统开关电感Boost变换器其转换效率更高，具有巨大的优势和价值。

4　实验

为验证本文提出的变换器的性能，设计制作一台实验样机进行实验，样机参数为：低压侧输入电压Uin=15 V，开关频率f=50 kHz，调节占空比D= 0.4，保持高压侧输出电压Uo=120 V左右，C1=C2= C3=47 μF，电感感值L1=L2=L3=L4=52 μH，实验采用的电感样机参数测量值如表2所示，计算得到最大磁通密度0.058 6 T，小于饱和磁通密度。

表2　耦合电感参数Tab.2　parameters of coupling inductors

实验波形如图13所示。由图可看出，实验结果与理论分析一致，变换器在设计占空比范围内，输出电压值基本和理论保持一致，达到高电压增益的设计要求。

分析实验波形可知，采用磁集成设计开关电感的变换器在正常工作时电感电流波形更平滑，毛刺较少，电感耦合设计后的总输出电流纹波相对较小，波形平稳；同时总输出电压波形稳定，且数值与设计规格相符，证明理论分析的正确性和可行性。

在不同输入电压、200 V输出电压下，本文所提出的磁集成高增益变换器和传统非磁集成开关电感Boost变换器的效率曲线如图14所示。由效率曲线可知，本文所述变换器通过磁集成耦合电感设计有效提高变换器功率密度，改善输出电压电流纹波，不仅在同等输入电压下效率明显高于传统开关电感Boost变换器，而且随输入电压增大向高效率爬升也更快，可以在更短时间完成低效率向高效率的功率传递。

图13　实验波形Fig.13　Experimental waveforms

图14　变换器在不同输入电压下的效率曲线Fig.14　Efficiency curves of the converter under different input voltages

5　结语

本文提出的具有开关电容单元的磁集成开关电感有源网络Boost变换器与一系列传统高增益升压变换器相比，电压增益有大幅提高，并且该变换器在保证较高的电压增益的同时，具有较低的功率器件应力，同时采用平面集成磁技术对开关电感进行耦合设计，减小磁件体积，改善了电流纹波，改善了变换器的稳态和动态性能，提高了转换效率。

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Research on Integrated Magnetic High-gain Pre-DC-DC Converter for PV Micro-inverter

WANG Lei，GUO Rui，YANG Yugang
（College of Electricaland Control Engineering，Liaoning Technical University，Huludao 125105，China）

A new type of magnetic integrated Boost converter is put forward to meet the need of high gain Boost converter for photovoltaic micro-inverter，in order to increase the voltage gain of conventional Boost converter and reduce the voltage stress and the loss of the converter.To solve the problems of large volume and serious current ripple in converters using discrete inductors，planar magnetic integration technology is used in the design of inductors to effectively reduce the current ripple and increase the transfer efficiency.A prototype is constructed and the experimental results verified the correctness of the theoretic analyses.

high gain；magnetic integrated inductors；switch capacitor；boost converter

王磊

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.108

TM 862

A

王磊（1991-），男，通信作者，硕士研究生，从事电力电子磁技术及太阳能发电方面的研究，E-mail∶15382025383@163.com。

郭瑞（1974-），女，博士，副教授，硕士生导师，从事电力电子及电气控制技术等方面的研究，E-mail：975743670@qq.com。

杨玉岗（1967-），男，博士，教授，博士生导师，研究方向为电力电子技术及其磁集成技术，E-mail：990298259@qq.com。

2015-07-24

国家自然科学基金资助项目（51177067，50607007）Project Supported by the National Natural Science Foundation of China（51177067，50607007）