应用于宽输入范围的变模态LLC电路设计

谢晶晶，吕征宇

（浙江大学电气工程学院，杭州310027）

应用于宽输入范围的变模态LLC电路设计

谢晶晶，吕征宇

（浙江大学电气工程学院，杭州310027）

在风力、光伏发电等新能源发电系统中，电压输出范围变化很大，为此提出一种变模态的LLC电路，其拓扑或者控制方式随着输入电压的变化而变化。电路由数字信号处理器DSP进行数字控制，控制简单方便，不需要增加额外的模拟电路。通过分析、仿真和实验验证，与传统LLC相比，变模态LLC在宽输入场合，其频率变换范围小，全范围内效率较高。

变模态LLC；PWM控制；宽输入电压；数字控制

引言

随着世界经济发展，人们对电力的需求持续增加。由于煤炭、石油等一次能源价格持续上升，同时发电所带来的环境污染、温室效应等问题越来越严重，人们对低污染、可再生新能源发电方式的关注度逐渐增加［1］。近年来新能源发电应用越来越广，新能源发电并网成为是一种趋势，然而这对电网将会是一大挑战，引发电网的技术革新［2-3］。

光伏或风电并网发电系统为保证每个光伏组件均运行在最大功率点、实现高效率能量转换、可靠运行等要求，一般需要用到DC/DC模块，由其将电压转变到直流，由母线集中进行并网或直接将逆变电路并入交流电网［4］。这里的直流模块应具有输入电压变换范围宽的特点，在这种情况下，为了能实现系统的高效输出，许多学者做了研究，主要有以下几点：①采用磁集成方式降低磁芯损耗［5］；②通过改变电路拓扑，让电路在不同输入下工作于不同子拓扑以达到效率优化设计［6-7］；③改变电路控制方式，在脉宽调制PWM（pulse width modulation）与脉冲频率调制PFM（pulse-frequency modulation）控制方式间切换［8-9］。

由于LLC谐振变换器具有天然的原边零电压开通ZVS（zero voltage switch）和副边零电流关断ZCS（zero current switch），适用于上述要求的中小功率DC/DC模块［10］。本文基于LLC拓扑在上述研究的基础上提出一种新型变模态控制的方法，结合变拓扑与变控制方法，与传统LLC相比，在宽输入电压下可以缩小频率变换范围，有利于变压器的优化设计，提高变换器的效率。

1　全桥PWM控制LLC变换器工作原理

图1为全桥LLC变换器基本原理。Q1～Q4组成了逆变桥臂，D1～D4和Coss1～Coss4分别为开关管的体二极管和寄生电容。谐振电容Cr、串联谐振电感Lr和励磁电感Lm和组成了谐振网络。副边由D5、D6、Co1、Co2组成输出整流倍压电路。

图1　全桥LLC变换器基本原理Fig.1　Basic principle of full bridge LLC

Cr、Lr、Lm组成的谐振网络有2个谐振频率，分别为谐振频率和谐振频率fm=1/2π开关频率f与fr决定初级开关管ZVS特性；而占空比大小影响次级整流二极管ZCS特性。按占空比大小分别讨论PWM控制全桥LLC变换器的工作原理。图2分别给出了变换器实际等效占空比DT＜Tr/2和DT/2＞Tr/2时的工作波形。

图2　变换器不同占空比下工作波形Fig.2　Waveforms of converter under different duty ratio

1.1当DT＜Tr/2时变换器工作原理

当DT＜Tr/2时，图2（a）为电路的工作波形，变换器的一个工作有12个模态。图3为各个模态下，LLC工作情况。

（1）t0＜t＜t1：如图3（a）所示，在t0时刻Q2关断，ir给Coss2充电，同时给Coss3放电。

（2）t1＜t＜t2：如图3（b）所示，t1时刻，Coss3两端电压降为0，ir＜0使得D3导通，uAB=Vin，副边二极管D5导通，Lm被Co1箝位，ir＜im此阶段存在是保证Q3实现ZVS的条件。

（3）t2＜t＜t3：如图3（c）所示，t2时刻，ir=0，Q3零电压开通，uAB=Vin，ir＞im，Lm被Co1箝位，副边二极管D5导通。谐振电流ir（t）、电容电压uCr（t）、励磁电流im（t）分别为

（4）t3＜t＜t4：如图3（d）所示，t3时刻，Q1关断，ir给Coss4放电，给Coss1充电；此时ir＞im，Lm仍被Co1箝位，Lr向负载传递能量。

（5）t4＜t＜t6：如图3（e）所示，t4时刻，Coss4两端电压降为0，ir＞0使得D4导通，uAB=0，ir＞im，Lm被Co1箝位，副边二极管D5导通此阶段存在是保证Q4实现ZVS的条件。ir（t）、uCr（t）、im（t）分别为

（6）t6＜t＜t7：如图3（f）所示，t6时刻ir=im，变压器初次级分离，Lm与Lr、Cr一起参与谐振，副边由Co1、Co2向负载传递能量。ir（t）、uCr（t）、im（t）分别为

后面阶段与前面相似，Q2、Q4导通。

图3　全桥PWM控制LLC不同模态下工作Fig.3　Every stage of full bridge PWM control LLC

图4为忽略死区时间时，PWM控制LLC谐振腔工作的3个等效原理。图4（a）为t1～t3时段谐振腔等效工作状态，图4（b）为t4～t6时段谐振腔等效工作状态，图4（c）为t6～t7时段谐振腔等效工作状态。当有效占空比D减小（移相角增大）时，电路工作于图4（a）的时间将缩短，工作于图4（c）的时间将加长，这使得Q2、Q3开通时电流减少，不利于其软开关。由图2（a）可以看出，Q4开通时电流为ir（t3），Q2开通时电流为ir（t7），ir（t7）小于ir（t3），这使得Q2相对于Q4较难实现ZVS。滞后桥臂（Q2、Q3）的ZVS实现比超前桥臂（Q4、Q1）要困难，这是移相控制的固有缺点。因此在电路设计时，应当考虑最大移相角下滞后桥臂仍能实现ZVS。

图4　忽略开关过程全桥PWM控制LLC谐振腔等效电路Fig.4　Equivalent circuits of full bridge PWM control LLC ignoring the switching process

1.2当DT/2＞Tr/2时变换器工作原理

当DT＞Tr/2时，对管桥臂同时导通时间内，ir能够谐振到与im相等。该情况下，除了Lm参与谐振期间内会出现uAB=0的工作模态，其他模态均与变频控制时LLC工作情况相似，能够实现开关管的ZVS和整流管的ZCS。

2　变模态控制LLC增益分析

［10-11］，根据基波分析法，不同控制模式下LLC谐振腔皆有等效电路，如图5所示。

图5　LLC谐振腔等效电路Fig.5　Equivalent circuit of LLC resonant cavity

当电路工作于全桥PFM控制模态下，采用基波分析法，其输入与输出电压增益表达式［11］为

式中：h为励磁电感和谐振电感之比，h=Lm/Lr；kf为归一化频率；Q为品质因素，Vin_fund为输入电压的基波幅值；Vo_fund为输出电压基波幅值。

根据电路结构，当电路工作于全桥PFM模式时有

当电路工作于半桥PFM模式时有

根据文献［12］，当电路工作于全桥PWM模式时，采用基波分析法有

表1给出了输入为40～120 V的电路在变模态LLC与传统LLC的增益对比。由表可知，采用变模态LLC需要设计的最大增益比传统LLC要低，这将有益于电路参数设计，提高电路效率。

表1　变模态LLC与传统LLC增益对比Tab.1　Gain of changeable mode LLC compared with traditional LLC

3　驱动信号产生

对于模拟电路来说，变拓扑切换比较复杂，需停止原来的驱动信号，产生新的驱动信号。本文采用DSP对驱动信号进行数字化控制，当输入电压处于设定区域内，分别采用对应的模式进行控制，DSP产生对应的驱动信号如图6所示，具体产生方式如下。

本文采用增强型脉冲宽度调制模块 1（ePWM1A、ePWM1B）对Q1、Q4进行控制，占空比为50%（忽略死区时间），对ePWM模块配置如图6（a）所示。采用增强型脉冲宽度调制模块2（ePWM2A、ePWM2B）配合使用时间基准子模块中的相位寄存器（TBPHS）产生移相角对Q2、Q3进行控制，控制分为3个阶段：当输入电压较低时，采用全桥变频控制模式，此时不加载 TBPHS，移相角为 0，ePWM2A、ePWM2B如图6（a）所示；当输入电压上升到某一设定值时，采用变脉宽控制模式，此时加载TBPHS产生一定的移相对，ePWM1A、ePWM2A如图6（b）所示；当输入电压进一步增加到某一值时，采用半桥变频控制模式，停止加载TBPHS，ePWM2A、ePWM2B如图6（c）所示，产生恒通和恒断信号。

图6　驱动信号Fig.6　Driving signals

4　仿真与实验验证

本文在此基础上设计了一个输入电压40～120 V，输出电压400 V，功率为100 W的 LLC电路。fr=100 kHz，Lm=50 μH，Lr=13 μH，Cr=200 nH，变压器原副边变比为7∶23。

当输入电压在40～60 V时，电路在全桥PFM方式下工作；当输入电压为60～80 V时，电路工作于全桥PWM控制模式下；当输入电压为80～120 V时，电路工作在半桥PFM模式下。

基于Matlab仿真软件对电路进行仿真，图7～图9为仿真波形。图7为电路工作于全桥PFM模式时的波形，图8为电路工作于全桥PWM模式时的波形，图9为电路工作于半桥PFM模式时的波形，其中图7～图9中的图（a）为谐振电感电流iLr、iLm、谐振电容电压uor、输出二极管电流iD5、iD6波形，图（b）为MOSFET的驱动ug1～ug4和输入桥臂中点电压uAB波形。

图7　全桥PFM控制时电压电流波形（Vin=40 V）Fig.7　Voltage and current waveforms under full bridge PFM control（Vin=40 V）

图8　全桥PWM控制时电压电流波形（Vin=80 V）Fig.8 Voltage and current waveforms under full bridge PWM control（Vin=80 V）

图9　半桥PFM控制时电压电流波形（Vin=120 V）Fig.9 Voltage and current waveforms under half bridge PFM control（Vin=120 V）

图10～图12为实验波形。图10为电路工作于全桥PFM模式时的波形，图11为电路工作于全桥PWM模式时的波形，图12为电路工作于半桥PFM模式时的波形，其中图10～图12中的图（a）为输出电压和谐振电感电流的波形，图（b）为MOSFET的驱动和漏极电压波形。由图可以看出，实验结果与仿真一致，并且在全范围输入电压下均可实现ZVS。

图10　全桥PFM控制时电压电流波形（Vin=40 V）Fig.10　Voltage and current waveforms under full bridge PFM control（Vin=40 V）

图11　全桥PWM控制时电压电流波形（Vin=80 V）Fig.11 Voltage and current waveforms under full bridge PWM control（Vin=80 V）

图12　半桥PFM控制时电压电流波形（Vin=120 V）Fig.12　Voltage and current waveforms under half bridge PFM control（Vin=120 V）

图13给出了变模态LLC与传统LLC在不同输入电压下的效率曲线。当电压较低时采用全桥PFM控制方式，当电压上升到一定阶段采用全桥PWM控制方式，当电压进一步上升时则采用半桥PFM控制。当输入电压为80 V时，相比于传统LLC，变模态LLC效率提高了1.1%；当输入电压为60 V时，相比于传统LLC，变模态LLC效率提高了2.3%。从曲线可以看出，采用变模态LLC后，相比于传统LLC，整体效率提升了1.5%左右。

图13　变模态LLC与传统LLC效率对比Fig.13　Efficiency of changeable mode LLC compared with traditional LLC

5　结语

由于新能源发电具有输出电压范围宽的特点，本文在此背景下提出了一种使用于宽输入电压范围的LLC电路，当输入电压较低时采用全桥变频控制，当输入电压增加到一个值时采用全桥PWM控制，当输入电压进一步增加时，采用半桥变频控制。分析表明全桥与半桥拓扑的变换可以将输入电压范围拓展一倍，在全桥与半桥间添加PWM控制则可以降低LLC的最大增益，有利于电路的优化设计。通过实验对比证明，采用变模态的LLC比传统LLC在整体效率可提升1.5%左右。

参考文献：

［1］李亚楼，周孝信，林集明，等.2008年IEEE PES学术会议新能源发电部分综述［J］.电网技术，2008，32（20）∶1-7.Li Yalou，Zhou Xiaoxin，Lin Jiming，et al.A review of new energy power generation part in 2008 IEEE PES general meeting［J］.Power System Technology，2008，32（20）∶1-7（in Chinese）.

［2］丁明，王伟胜，王秀丽，等.大规模光伏发电对电力系统影响综述［J］.中国电机工程学报，2014，32（1）∶1-14.Ding Ming，Wang Weisheng，Wang Xiuli，et al.A review on the effect of large-scale PV generation on power systems ［J］.Proceedings of the CSEE，2014，32（1）∶1-14（in Chinese）.

［3］李兴鹏.新能源并网的关键技术研究［D］.杭州：浙江大学，2013.Li Xingpeng.Research on Renewable Energy Sources into Electric Power System［D］.Hang Zhou∶Zhejiang University，2013（in Chinese）.

［4］刘邦银，梁超辉，段善旭.直流模块式建筑集成光伏系统的拓扑研究［J］.中国电机工程学报，2008，28（20）∶99-104.Liu Bangyin，Liang Chaohui，Duan Shangxu.Research on topology of DC-module-based building in tegrated photovoltaic system［J］.Proceedings of the CSEE，2008，28（20）∶99-104（in Chinese）.

［5］Fang Y，XU D H，Zhang Y J，et al.Design of high power density LLC resonant converter with extra wide input range ［C］.IEEE APEC.Anaheim∶IEEE，2007∶976-981.

［6］Chen W，Hong X Y，Wang S R，et al.High efficiency softswitched step-up DC-DC converter with hybrid mode LLC+ C resonant tank［C］.IEEE APEC.Palm Springs∶IEEE，2010∶1358-1364.

［7］廖政伟，张雪，尤伟，等.应用于超宽输入范围的变拓扑LLC电路［J］.浙江大学学报：工学版，2013，47（12）∶2073-2079.Liao Zhengwei，Zhang xue，You Wei，et al.Variable LLC circuit used in ultra-wide input voltage range［J］.Journal of Zhejiang University∶Engineering Science，2013，47（12）∶2073-2079（in Chinese）.

［8］Hamamura S，Ninomiya T，Yamamoto M，et al.Combined PWM and PFM control universal line voltage of a piezoelectric transformer off-line converter［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2003，18（1）∶270-277.

［9］李菊.全桥LLC谐振变换器的混合控制策略［D］.南京：南京航空航天大学，2011.Li Ju.Hybrid Control for Full-Bridge LLC Converter［D］.Nang Jing∶Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，2011（in Chinese）.

［10］黄贵松，顾亦磊，章进法.LLC串联谐振DC-DC变换器［J］.电源学报，2002，1（1）∶61-66.Huang Guisong，Gu Yilei，Zhang Jinfa.LLC series resonant DC-DC converter［J］.Journal of Power Supply，2002，1 （1）∶61-66（in Chinese）.

［11］马皓，祁丰.一种改进的LLC变换器谐振网络参数设计方法［J］.中国电机工程学报，2008，28（33）∶6-11.Ma Hao，Qi Feng.An improved design method for resonant tank parameters of LLC resonant converter［J］.Proceedings of the CSEE，2008，28（33）∶6-11（in Chinese）.

［12］张晋玮，周东方.基于移相控制的全桥LLC倍压谐振变换器［J］.电力电子技术，2013，47（5）∶94-103.Zhang Jinwei，Zhou Dongfang.A full-bridge LLC voltagemultiplying resonant converter based on phase-shifted control［J］.Power Electronics，2013，47（5）∶94-103（in Chinese）.

Variable Modal LLC Circuit Used in Design of Wide Input Voltage Range

XIE Jingjing，LYU Zhengyu
（College of Electrical Engineering，Zhejiang University，Hangzhou 310027，China）

In the new energy power generation system such as wind power，photovoltaic power generation system，the voltage output range is very wide，therefore a kind of variable modal LLC circuit is put forward，which the topology or control mode changes with the change of the input voltage.The circuit uses digital signal processor（DSP），which is simple and convenient and no need to add additional analog circuit.Through analysis，simulation and experiment validation，compared with the traditional LLC，variable modal LLC used in wide input variable can narrow the scope of frequency conversion and improve efficiency in the scope of whole input range.

variable modal LLC；pulse width modulation（PWM）control；wide input voltage；digital control

谢晶晶

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.20

TM 564

A

谢晶晶（1992-），女，硕士研究生，主要从事新能源小型光伏并网研究和DC-DC拓扑研究，E-mail：daxjj@zju.edu.cn。

2015-07-20

光宝基金资助项目；国家自然科学基金资助项目（51177148）。

Project Supported by Lite-On Technology Corporation；National Natural Science Foundation of China under Grant（51177148）.

吕征宇（1957-），男，通信作者，博士生导师，教授，主要从事高频开关功率变换技术，计算机与人工智能在电力电子系统中的控制，电力电子功率变换与系统控制、电力电子器件及应用，电力电子在电力传动与电力系统中应用，变拓扑柔性变流器理论方面研究工作，E-mail：eeluzy@cee.zju.edu.cn。